CN104470030A - 发光二极管的控制电路 - Google Patents
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Abstract
本发明的实施例揭示一种对发光二极管的控制电路，可用以控制至少一LED串的调光。该调光控制电路包含有一电流驱动电路、一脉宽调制电路、一回馈电路、以及一离耦电路。该电流驱动电路可以依据一调光信号，选择性的使一驱动电流流过该LED串。该调光信号可定义一发光时段与一不发光时段。该脉宽调制电路可产生一脉宽调制信号，其控制一功率开关，以在该LED串的一电源端建立一驱动电压。该脉宽调制信号依据一补偿信号而产生。该回馈电路依据该LED串的一回馈电压，可驱动一补偿电容，于其上建立该补偿信号。该离耦电路在该发光时段开始后的一强制时段，使该回馈电路不驱动该补偿电容。
Description
技术领域
本发明涉及发光二极管的控制电路。
背景技术
良好的发光效率、精简的元件体积、以及长久的元件寿命，使得发光二极管广受照明或背光业界所采用。举例来说，计算机或电视屏幕中的背光，大多数已经从传统的CCFL背光模块，转换成LED发光模块。
图1显示可以用在背光模块的一现有发光二极管驱动电路10，用以驱动四个发光二极管串S1-S4。升压器(booster)12把输入电源VIN，升压成驱动电源VOUT。电流控制电路CD1-CD4分别主宰流经发光二极管串S1-S4的驱动电流I1LED-I4LED。LED控制器14控制电流控制电路CD1-CD4以及升压器12的操作。
图2举例现有的LED控制器14。最小电压产生器20依据回馈电压V1FB-V4FB中的最小值来产生最低回馈电压VFBMIN。回馈电压V1FB-V4FB为发光二极管串S1-S4的回馈端FB1-FB4上的电压。转导器22依据最低回馈电压VFBMIN跟参考电压VREF的差来驱动补偿端COM，对补偿电容23充放电，在补偿端COM上产生补偿电压VCOM。脉宽调制电路24根据补偿电压VCOM来产生控制功率开关28的脉宽调制信号SDRV。简单的说，最小电压产生器20、转导器22、脉宽调制电路24、升压器12、以及发光二极管串S1-S4这样的组合，会将最低回馈电压VFBMIN大约稳定在参考电压VREF。
电流驱动电路CC1-CC4分别对应控制图1中的电流控制电路CD1-CD4。以下将说明电流驱动电路CC1的操作与原理，至于其他的电流驱动电路可以类推得知，不再累述。电流驱动电路CC1包含有一运算放大器30，其架构可使电流检测电压V1CS大约稳定于电压VCSSET。电压VCSSET可能是0V或是预设电压VCSON，由调光信号SDIM决定。因为电流检测电压V1CS对应了驱动电流I1LED，所以电流驱动电路CC1可稳定驱动电流I1LED。
调光信号SDIM可以用来调整发光二极管串S1-S4的平均发光亮度。调光信号SDIM可以是一脉宽调制信号。当调光信号SDIM为逻辑上的1时，LED控制器14使最低回馈电压VFBMIN大约稳定在参考电压VREF，且驱动电流I1LED-I4LED稳定在预设电压VCSON，因此发光二极管串S1-S4稳定发光。当调光信号SDIM为逻辑上的0时，LED控制器14固定关闭升压器12中的功率开关28，且驱动电流I1LED-I4LED稳定约0A，发光二极管串S1-S4不发光。以下定义调光信号SDIM为逻辑上的1时，为发光时段(Dimming-ON time)TDIM-ON；相反的，调光信号SDIM为逻辑上的0时，为不发光时段(Dimming-OFF time)TDIM-OFF。调光信号SDIM的工作周期(duty cycle)，也就是发光时段TDIM-ON在调光周期所占的比例，大约意味着发光二极管串S1-S4的亮度。调光线性度(dimming linearity)指的光源的亮度对调光信号的工作周期的关系。举例来说，完美的调光线性度，意味着调光信号SDIM的工作周期完全线性正比于发光二极管串S1-S4的亮度。如何达到良好的调光线性度，是业界追求的目标。
本说明书中，具有相同的符号元件或装置，为具有相同或是类似功能、结构、或特性的元件或是装置，本领域技术人员能依本说明书的教导而得知或推知，但不必然完全的相同。为简洁缘故，不会重复说明。
发明内容
本发明的实施例揭示一种对发光二极管的控制电路，可用以控制至少一LED串的调光。该调光控制电路包含有一电流驱动电路、一脉宽调制电路、一回馈电路、以及一离耦电路。该电流驱动电路可以依据一调光信号，选择性的使一驱动电流流过该LED串。该调光信号可定义一发光时段与一不发光时段。该脉宽调制电路可产生一脉宽调制信号，其可控制一功率开关，以在该LED串的一电源端建立一驱动电压。该脉宽调制信号依据一补偿信号而产生。该回馈电路依据该LED串的一回馈电压，可驱动一补偿电容，于其上建立该补偿信号。该离耦电路在该发光时段开始后的一强制时段，使该回馈电路不驱动该补偿电容。
附图说明
图1显示现有可以用在背光模块的一发光二极管驱动电路。
图2举例现有的LED控制器。
图3显示图1与图2的现有技术，可能出现的信号波形。
图4举例依据本发明所实施的LED控制器。
图5显示LED控制器60取代图1的LED控制器时，所可能出现的信号波形。
图6显示转导器的一种实施例。
图7举例依据本发明所实施的另一LED控制器。
图8显示LED控制器80取代图1的LED控制器时，所可能出现的信号波形。
附图符号说明
10 发光二极管驱动电路
12 升压器
14 LED控制器
20 最小电压产生器
22 转导器
23 补偿电容
24 脉宽调制电路
28 功率开关
30 运算放大器
60 LED控制器
62 离耦电路
64 转导器
66 脉冲产生器
68 开关
70 转导器
80 LED控制器
82 离耦电路
84 最大选择器
86 比较器
88 逻辑门
CC1-CC4 电流驱动电路
CD1-CD4 电流控制电路
COM 补偿端
DRV 驱动端
EN 致能端
FB1-FB4 回馈端
GAT1-GAT4 控制端
I1LED-I4LED 驱动电流
S1-S4 发光二极管串
SDIM 调光信号
SDRV 脉宽调制信号
SEN 致能信号
SPLS 脉冲
t0、t1、t2 时间点
TDIM-OFF 不发光时段
TDIM-ON 发光时段
TFORCE 强制时段
V1CS-V4CS 电流检测电压
V1FB-V4FB 回馈电压
V1GAT-V4GAT 控制电压
VCOM 补偿电压
VCOMON 稳态电压值
VCSON 预设电压
VCSSET 电压
VCS-OK 参考电压
VFBMIN 最低回馈电压
VIN 输入电源
VOUT 驱动电源
VREF 参考电压
具体实施方式
图3显示图1与图2的现有技术，可能出现的信号波形。在图3中，由上而下，依序是调光信号SDIM、最低回馈电压VFBMIN、补偿电压VCOM、在电流驱动电路CC1的控制端GAT1的控制电压V1GAT、电流检测电压V1CS、以及脉宽调制信号SDRV。
发光时段TDIM-ON如果太短，可能会因为电流驱动电路CC1的有限驱动能力，使得图1的调光线性度变差，或是发光二极管串S1-S4产生闪烁的现象。
请参阅图3。在现有技术中，不发光时段光线TDIM-OFF时，补偿电压VCOM会维持在先前发光时段结束时的电压值VCOMON，而电流检测电压V1CS大约是0V，如同图3中时间点t0之前的不发光时段TDIM-OFF所示。此时，最低回馈电压VFBMIN大约会等于驱动电源VOUT，其值可能高达数十伏特。
在时间点t0，调光信号SDIM由0转成1，发光时段TDIM-ON开始。运算放大器30开始拉高控制电压V1GAT，期望将电流检测电压V1CS快速的拉到预设电压VCSON。然而，控制端GAT1的电容性负载，因为外接功率晶体管的存在，可能相当的大，所以导致了控制电压V1GAT缓慢的上升。当控制电压V1GAT到一定程度时，电流检测电压V1CS才开始缓慢地往预设电压VCSON逼近，也就是驱动电流I1LED渐渐地往发光时段TDIM-ON的稳态电流值逼近。在一实施例中，预设电压VCSON约为0.4V。
随着驱动电流I1LED逐渐上升，最低回馈电压VFBMIN渐渐地下降。但是，在时间点t0时，图2中作为回馈电路的转导器22，发现最低回馈电压VFBMIN高过参考电压VREF，所以转导器22快速地放电补偿电容23，拉低补偿电压VCOM。低的补偿电压VCOM产生小工作周期的脉宽调制信号SDRV，如同时间点t0到时间点t1的时段所示。
时间点t1开始，最低回馈电压VFBMIN掉到低于参考电压VREF，所以补偿电压VCOM才上升往发光时段时的稳态电压值VCOMON逼近。
时间点t2，发光时段TDIM-ON结束，不发光时段TDIM-OFF开始。从时间点t1到时间点t2的时段可以发现，发光时段TDIM-ON中，最低回馈电压VFBMIN的稳态值是参考电压VREF，电流检测电压V1CS的稳态值是预设电压VCSON。预设电压VCSON对应驱动电流I1LED-I4LED的一稳态操作值。
从时间点t0到t1的起始时段可以发现，补偿电压VCOM远低于稳态电压值VCOMON。所以在此起始时段中，升压器12所传输的电功率，将远低于发光时段TDIM-ON中稳定时的值。不足的电功率将导致电流检测电压V1CS上升的速度相当的慢，使得电流检测电压V1CS从0V开始而稳定到预设电压VCSON所需的上升时间大幅的增长。这意味着发光时段TDIM-ON相当短的时候，图1的发光二极管驱动电路10将有很差的调光线性度。而且，发光时段TDIM-ON短的时候，图1的发光二极管串S1-S4极容易会有闪烁的现象。
图4举例依据本发明所实施的LED控制器60。尽管本说明书中以控制四个发光二极管串S1-S4作为实施例，但是本发明不限于此。有些依据本发明所实施例只控制单一发光二极管串，其他的实施例可控制超过四以上的发光二极管串。LED控制器60中与图2中的LED控制器14相同的部分，为现有人士能了解，为简洁缘故，不再累述。
LED控制器60与图2中的LED控制器14不同的，具有离耦(decoupling)电路62，其控制转导器64的致能端EN。离耦电路62依据调光信号SDIM来产生致能信号SEN。当致能信号SEN为逻辑上的1时，转导器64依据最低回馈电压VFBMIN跟参考电压VREF的差来驱动补偿电容23；当致能信号SEN为逻辑上的0时，转导器64的输出为高阻抗，补偿端COM上的补偿电压VCOM大致会维持在致能信号SEN切换至0之前的值。
在一实施例中，离耦电路62包含有一上升缘触发的脉冲产生器66以及一逻辑门。脉冲产生器66在调光信号SDIM的上升缘出现时，产生一脉冲SPLS，用以定义一强制时段TFORCE。在图4的实施例中，离耦电路62所定义出的强制时段TFORCE具有固定时间长度。举例来说，这个固定时间长度可以是固定的10微秒，或是两个脉宽调制信号SDRV的开关周期(switch cycle time)。在不发光时段TDIM-OFF以及强制时段TFORCE，离耦电路62使致能信号SEN为逻辑上的0；而在强制时段TFORCE之外的发光时段TDIM-ON中，致能信号SEN为逻辑上的1。
图5显示LED控制器60取代图1的LED控制器14时，所可能出现的信号波形。由上而下，依序是调光信号SDIM、最低回馈电压VFBMIN、脉冲SPLS、补偿电压VCOM、控制电压V1GAT、电流检测电压V1CS、以及脉宽调制信号SDRV。
在图5中，发光时段TDIM-ON开始后的强制时段TFORCE内，转导器64不驱动补偿电容23，所以补偿电压VCOM大约依然维持在前一次发光时段TDIM-ON结束时的稳态电压值VCOMON。这跟现有技术有相当大的不同。在现有技术的图3中，时间点t0到t1的起始时段，补偿电压VCOM是快速的减少以至于远低于稳态电压值VCOMON。因此，在图5的强制时段TFORCE内，补偿电压VCOM将使脉宽调制信号SDRV有相当大的工作周期，也使升压器12所传输的电功率，大约就是发光时段TDIM-ON中稳定时所需用的值。因为在强制时段TFORCE中，升压器12就提供了发光二极管串S1-S4稳定发光的电功率，因此可以预期的，电流检测电压V1CS以及最低回馈电压VFBMIN将会相当快速的逼近其稳定值，分别是预设电压VCSON与参考电压VREF，如同图5所示。
在强制时段TFORCE结束后，致能信号SEN为逻辑上的1，所以转导器64将依据最低回馈电压VFBMIN跟参考电压VREF的差来驱动补偿电容23，直到发光时段TDIM-ON结束，如图5所示。
与图3相较之下，在发光时段TDIM-ON开始后，图5中的预设电压VCSON以及最低回馈电压VFBMIN分别具有有较快的上升速度与下降速度。因此，以LED控制器60取代图1的LED控制器14时，可以改善图1的发光二极管驱动电路10的调光线性度，并减轻发光二极管串S1-S4可能发生的闪烁现象。
图6显示转导器64的一种实施例，其具有一开关68以及一转导器70。当开关68为开路时，转导器64的输出端为高阻抗。当开关68短路时，转导器70依据最低回馈电压VFBMIN跟参考电压VREF的差，所产生的电流就可以到达转导器64的输出端。图6并非用以限制转导器64的实施。电路设计业界可依据本说明书的解释与教导，简单的以其他方式设计出其它种转导器，使其具有与转导器64一样或是类似的功能目的。
图7举例依据本发明所实施的LED控制器80。与图4的离耦电路62不同的，图7中的离耦电路82所定义出的强制时段TFORCE不一定是有固定时间长度，其结束时间是由电流检测电压V1CS-V4CS所决定。
离耦电路82包含有最大选择器84、比较器86、以及逻辑门88。最大选择器84提供最大电流检测电压VCSMAX，对应电流检测电压V1CS-V4CS中的最大值。从离耦电路82可以推知，当调光信号SDIM由0转成1，宣告发光时段TDIM-ON开始时，致能信号SEN将因为电流检测电压V1CS-V4CS全部都还在0V附近，所以依然停留在逻辑上的0。一直到电流检测电压V1CS-V4CS其中任何一个足够高，比较器86的输出转态，才会使致能信号SEN从逻辑上的0变为1。因此，离耦电路82所定义的强制时段TFORCE，其开始是由调光信号SDIM决定，而结束是由电流检测电压V1CS-V4CS中的最大值决定。
举例来说，在一实施例中，当电流检测电压V1CS-V4CS中的最大值大于一预设参考电压VCS-OK时，离耦电路82就宣告强制时段TFORCE结束；而参考电压VCS-OK很接近，但小于使LED串稳定发光的预设电压VCSON。举例来说，预设电压VCSON为0.4V而参考电压VCS-OK为0.3V。参考电压VCS-OK对应驱动电流I1LED-I4LED的一预设驱动电流值ICS-OK。换言之，当驱动电流I1LED-I4LED超过该预设驱动电流值ICS-OK，很接近其稳态操作值时，离耦电路82就宣告强制时段TFORCE结束。
图8显示LED控制器80取代图1的LED控制器14时，所可能出现的信号波形。由上而下，依序是调光信号SDIM、最低回馈电压VFBMIN、致能信号SEN、补偿电压VCOM、控制电压V1GAT、电流检测电压V1CS、以及脉宽调制信号SDRV。如同图8所示的，当电流检测电压V1CS高过参考电压VCS-OK时，强制时段TFORCE结束。与图5类似的，因为有强制时段TFORCE的存在，图8中的电流检测电压V1CS以及最低回馈电压VFBMIN分别具有有较快的上升速度与下降速度。因此，LED控制器80取代图1的LED控制器14时，也可以有较佳的调光线性度，并减轻发光二极管串S1-S4可能发生的闪烁现象。
不论是在图4中的离耦电路62或是图7的离耦电路82所定义的强制时段TFORCE，升压器12的回馈控制都是被打断，所以升压器12被迫传输一固定的电功率。如果补偿电压VCOM因为某些原因飘移且高过稳态电压值VCOM-ON，一旦离耦电路62定义了一个太长且固定的强制时段TFORCE，那升压器12在强制时段TFORCE中所传输的电功率将很有机会使驱动电源VOUT发生不必要的过高电压。相较之下，离耦电路82在驱动电流I1LED-I4LED建立的差不多时，也就是在电流检测电压V1CS-V4CS大于等于参考电压VCS-OK时，就把对升压器12的回馈控制恢复，有机会避免强制时段TFORCE可能引发的过高电压。
本发明的实施例中，在该发光时段开始后的一强制时段，离耦电路使补偿电容持守住补偿电压，强制一升压器提供了相当的电功率给二极管串发光。因此，在本发明的实施例可以获得较佳的调光线性度，甚至消除可能的闪烁现象。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
Claims (11)
1.一种对发光二极管的控制电路，可用以控制至少一LED串的调光，该调光控制电路包含有：
一电流驱动电路，可以依据一调光信号，选择性的使一驱动电流流过该LED串，该调光信号可定义一发光时段与一不发光时段；
一脉宽调制电路，可产生一脉宽调制信号，其可控制一功率开关，以在该LED串的一电源端建立一驱动电压，该脉宽调制信号依据一补偿信号而产生；
一回馈电路，依据该LED串的一回馈电压，可驱动一补偿电容，于其上建立该补偿信号；以及
一离耦电路，在该发光时段开始后的一强制时段，使该回馈电路不驱动该补偿电容。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中，该强制时段为一固定时间长度。
3.如权利要求1所述的控制电路，其中，当该驱动电流高于一预设值时，该强制时段结束。
4.如权利要求3所述的控制电路，其中，当该调光信号使该LED串发光时，该驱动电流大约为一稳态操作值，且该预设值低于该稳态操作值。
5.如权利要求1所述的控制电路，其中，该控制电路可用以控制数个LED串的调光，该控制电路包含有：
该脉宽调制电路，可产生该脉宽调制信号，其可控制该功率开关，以在这些LED串共用的一电源端建立该驱动电压；以及
该回馈电路，依据一最小回馈电压，来驱动该补偿电容，其中，这些LED串分别提供多个回馈电压，该最小回馈电压对应这些回馈电压中的最小值。
6.如权利要求5所述的控制电路，其中，该电流驱动电路，可以依据一调光信号，选择性的分别使数个驱动电流分别流过这些LED串。
7.如权利要求6所述的控制电路，其中，当这些驱动电流其中的一高于一预设值时，该强制时段结束。
8.如权利要求5所述的控制电路，其中，该强制时段为一固定时间长度。
9.如权利要求1所述的控制电路，其中，该离耦电路包含有：
一离耦开关，耦接于该回馈电路与该补偿电容之间；以及
一脉冲产生器，当该调光信号由致能转禁能时，用以产生一脉冲，以该强制时段。
10.如权利要求1所述的控制电路，其中，该离耦电路包含有：
一比较器，用以比较该驱动电流与一预设值，当该驱动电流高于该预设值时，该比较器结束该强制时段。
11.如权利要求1所述的控制电路，其中，该回馈电路包含有一转导器，以及，于该强制时段以及该不发光时段，该转导器的一输出为高阻抗。
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