CN104410081A - 基于高效耦合取能的高压tsc驱动装置 - Google Patents

Abstract

基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，属于高压TSC驱动技术领域。为了解决目前的高压TSC驱动装置隔离强度差且抗干扰能力差的问题。它包括信号调理模块、控制模块、光纤传输模块、直流供电电路、耦合取能电路和TSC驱动电路；配电网负载侧的三相电压和三相电流输入给信号调理模块，信号调理模块输出的电压电流信号给控制模块，控制模块输出的投切信号通过光纤传输模块输出端给TSC驱动电路的每个晶闸管驱动板；由直流供电的供电电路的高频输出给耦合取能电路，耦合取能电路为TSC驱动电路的各个晶闸管驱动板提供工作电源；晶闸管驱动板根据对相应晶闸管的过零检测信号和投切信号向所述晶闸管的门极输出驱动信号。它用于驱动高压晶闸管。

Description

基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置

技术领域

本发明属于高压TSC驱动技术领域。

背景技术

高压TSC是一种常见的动态无功补偿方式，其控制的难点之一在于高压晶闸管阀发组的精确可靠及防误触发投切控制，由于触发***及晶闸管本身参数的分散性，会导致串联阀中各个晶闸管的开通时刻不尽相同，造成阀中元件承受的电强度差别较大，考虑到元件本身固有的耐受过电压能力脆弱、dv/di、di/dt承受能力差等特点，必将会造成阀中晶闸管的损坏，影响装置的可靠运行。因此为了保证阀的安全，进而保证装置的可靠运行，串联阀对触发***提出了较为苛刻的要求：触发脉冲必须具备较好的同时性、一定的前沿陡度和足够的幅度。这样才有利于串联阀中晶闸管的同时导通，减轻单个晶闸管所承受的电强度，确保晶闸管的安全运行，同时还需保证低压侧控制回路与高压主回路的隔离强度。而每一个晶闸管驱动电路驱动单个晶闸管，由于每块驱动电路都有独自的地电位，否则触发信号易受外界干扰，因此需要对每个驱动板隔离供电。

传统的电磁触发具有明显缺点：1)脉冲变压器回路中的漏感将使触发脉冲上升沿陡度大大下降；2)脉冲变压器原、副边的分布电容形成了高频干扰通道，抗干扰能力差。而各晶闸管驱动板由于与晶闸管相连接，需要具有独立的地电位，因而实现其供电隔离也是技术的关键。

发明内容

本发明的目的是为了解决目前的高压TSC驱动装置隔离强度差且抗干扰能力差的问题，本发明提供一种基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置。

本发明的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，

所述驱动装置包括信号调理模块、控制模块、光纤传输模块、直流供电电路、耦合取能电路和TSC驱动电路；

配电网负载侧的三相电压和三相电流输入给信号调理模块，信号调理模块的电压电流信号输出端与控制模块的电压电流信号输入端连接，控制模块的投切信号输出端与光纤传输模块的投切信号输入端连接，光纤传输模块的投切信号输出端同时与TSC驱动电路的每个晶闸管驱动板的投切信号输入端连接；

直流供电电路的高频振荡信号输出端与耦合取能电路的高频振荡信号输入端连接，耦合取能电路为TSC驱动电路的各个晶闸管驱动板提供工作电源；

晶闸管驱动板的根据对相应晶闸管的过零检测信号和投切信号向所述晶闸管的门极输出驱动信号。

耦合取能电路包括多个电源板，直流供电电路的高频电流输出端同时与多个电源板的高频电流输入端连接，每个电源板为一个TSC驱动电路的一个晶闸管驱动板提供工作电源；

电源板包括脉冲发生器、脉冲变压器、高频整流桥和电源转换回路；

脉冲发生器输出连续的脉冲信号给脉冲变压器，变压器脉冲变压器将输入的脉冲信号耦合到高频整流桥，高频整流桥整流后的，脉冲信号经电源转换回路转换成相应晶闸管驱动板的工作电源电压。

控制模块输出投切信号的工作过程包括如下步骤：

步骤一：对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位，进而根据无功功率理论得到实时的有功功率和无功功率；

步骤二：通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号。

步骤一中，对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位：

$u_a\left(t\right)=A_{11}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{12}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(A_{n1}\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{n2}\sin \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right))$

其中，f₀为电网频率，ω₀＝2πf₀，n为谐波次数，A₁₁和A₁₂为基波电压的两个傅立叶系数，

$A_{11}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos (2\mathrm{\πi}/N),$

$A_{12}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin (2\mathrm{\πi}/N),$

其中，

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\cos [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\cos (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}),$

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\sin [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\sin (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}),$

周期采样点总数为N，N_cur为了当前的采样点，k为正整数。

步骤二中，通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号的方法为：

1区：三相电压U和无功功率Q均处于合格区域，电能质量良好，控制模块不发出投切信号；

2区：三相电压U合格，无功功率Q高于合格区域，控制器发出投入信号，当三相电压U和无功功率Q至合格区域，控制模块停止发出投切信号；

3区：三相电压U跌落下限，无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直至无功功率Q调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号；

4区：三相电压U跌落下限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，提升电网电压，同时保证无功功率Q不要跌落至无功功率下限，直至三相电压U调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号；5区：三相电压U跌落下限，同时无功功率Q低于合格区域，即出现无功功率过补偿现象，控制模块发出投切信号，并保证三相电压U不超出上限；

6区：三相电压U处于合格区域，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，同时保证切除电容器时，三相电压U不跌落下限；

7区：三相电压U超出上限，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，首先使电压达到上限，此时继续利用投切信号调整电容器，使之保证功率因数PF进入要求范围内，并令三相电压U不跌落至下限；

8区：三相电压U超出上限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，直至三相电压U回落至合格区域，同时保证调节后的无功功率Q仍处于合格区域；

9区：三相电压U超出上限，并且无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直到无功功率Q回落到合格区域为止，同时保证三相电压U不要超过上限。

本发明的有益效果在于，

本发明的优点是：本发明采用低压控制侧与高压驱动侧间间接光纤触发方式实现光电隔离，其优点为：1)使用光纤实现高、低电位隔离和信号传输，容易实现高压晶闸管的在线监侧。2)具有理想的电磁抗干扰性能，利于高压阀和***的安全运行。3)光电器件的频率响应较高，能获得分散性小、沿陡的光信号，进而产生分散性小、前沿陡的门极触发脉冲，有利于串联晶闸管的同时触发。同时各晶闸管驱动板采用单独磁环耦合取能，实现各TSC驱动电路的独立电位。同时控制模块采用快速的DSP信号处理算法，即滑窗离散傅里叶算法来提高信号处理速度，使得TSC驱动装置响应速度较快，在10-20ms之间。

本发明在驱动晶闸管时，采用晶闸管串联的方式，可以有效提高投切设备的耐压等级，同时配以控制模块DSP高速的实时控制和间接光纤触发可以实现晶闸管的同步导通。实现证明，该TSC驱动装置可以工作在高达10kV的配电网络。

本发明采用的空间改进九域法在经典九域法算法简单、响应快的基础上，设置了电容器投切振荡区域，避免了在某些工况电容器反复投切，并引入谐波含量作为控制策略的空间矢量坐标，增加***工作的可靠性。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置的原理示意图。

图2为具体实施方式一所述的光纤传输模块的原理示意图。

图3为滑窗迭代离散傅里叶变换原理图。

图4为具体实施方式二所述的耦合取能模块的原理示意图。

图5为具体实施方式五所述的九域法原理示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，所述驱动装置包括信号调理模块、控制模块、光纤传输模块、直流供电电路、耦合取能电路和TSC驱动电路；

配电网负载侧的三相电压和三相电流输入给信号调理模块，信号调理模块的电压电流信号输出端与控制模块的电压电流信号输入端连接，控制模块的投切信号输出端与光纤传输模块的投切信号输入端连接，光纤传输模块的投切信号输出端同时与TSC驱动电路的每个晶闸管驱动板的投切信号输入端连接；

直流供电电路的高频振荡信号输出端与耦合取能电路的高频振荡信号输入端连接，耦合取能电路为TSC驱动电路的各个晶闸管驱动板提供工作电源；

晶闸管驱动板的根据对相应晶闸管的过零检测信号和投切信号向所述晶闸管的门极输出驱动信号。

本实施方式的控制模块采用数字处理芯片DSP实现，DSP输出信号经过间接光纤触发设备将信号传递给驱动侧，光纤传输包括光纤发送模块、传输模块及光纤接收模块三部分。图2描述了光纤传输的构成，将DSP发出的3.3V信号经过芯片调整电压至5V，经上述三部分传递至高压侧，经晶闸管驱动板上CPLD运算及功率放大后输入晶闸管门极。低压侧的触发脉冲信号首先经过电-光转换装置转换为光脉冲信号；光脉冲信号通过低功耗光纤传输到安装在晶闸管组件上的光-电脉冲变换器；光-电脉冲变换器输出的脉冲再经过功率放大最后施加到晶闸管单元的门极上，使晶闸管单元触发导通。整个触发信号传输过程实际是一个电-光再到光-电信号转换过程。间接式光纤触发优点在于：光纤优异绝缘性能可以降低绝缘成本、隔离高压侧对低压侧的电磁干扰。

过零检测模块采用反向二极管隔离强电，电阻分压的方式采集强电信息，通过比较器检测过零，并给出相应过零信号输入晶闸管驱动板上的CPLD与前述信号进行基于D触发器的逻辑运算。

光纤触发下的信号边沿陡度为纳秒级，完全符合要求。串联晶闸管在此光纤触发下具有良好的同步导通性，有效地避免了误操作，提高了***稳定性，保障其稳定运行。

在控制侧的信号调理模块，使用霍远科技的电压传感器HPT205A和电流传感器HCT204A穿心式非霍尔传感器，其具有价格低廉、成本低的特点，适用于当前开发环境。输出信号通过电阻与OP07后转换为电压信号后输入到DSP当中。

本实施方式中的DSP采用TMS320LF2812型号的芯片，它具有强大的运算功能和较高的采样频率，完全能够满足算法的实时性和精度。TMS320LF2812芯片的AD采样频率为5kHz。

光纤传输模块采用PHILIPPINES T-15212及R-15212实现了高低压侧之间的光电隔离，避免高压端对控制电路的电磁干扰。

驱动侧采用LT2575稳压芯片将耦合得到的电源电压稳定在3.3V对驱动板供电。过零检测比较器采用LM393，其工作电源电压范围宽，消耗电流小，输入失调电压小，共模输入电压范围宽，输出与TTL，DTL，MOS，CMOS等兼容。耦合磁环为自制磁环，采用缠绕方式，按二端口进行等效测试。

LM393给出的电压过零检测信号，是精准的过零处高电平信号；当过零信号与控制信号均为高电平时CPLD给出驱动信号，驱动信号随晶闸管两端电压最终变化；DSP的高速控制可以使晶闸管实现准确的同步导通，而各晶闸管驱动板的隔离作用良好，从而避免了局部过压的情况发生；实验结果表明电容器投入切除时未发生电流畸变等负面效应，表明整个TSC***工作正常，有效抑制了负面效应；测量单相无功功率及功率因数，实验结果表面投切后明显的改善作用。

具体实施方式二：结合图3说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置的进一步限定，耦合取能电路包括多个电源板，直流供电电路的高频电流输出端同时与多个电源板的高频电流输入端连接，每个电源板为一个TSC驱动电路的一个晶闸管驱动板提供工作电源；

电源板包括脉冲发生器、脉冲变压器、高频整流桥和电源转换回路；

脉冲发生器输出连续的脉冲信号给脉冲变压器，变压器脉冲变压器将输入的脉冲信号耦合到高频整流桥，高频整流桥整流后的，脉冲信号经电源转换回路转换成相应晶闸管驱动板的工作电源电压。

每一个晶闸管驱动电路驱动单个晶闸管，由于每块驱动电路都有独自的地电位，因此需要对每个驱动板隔离供电。由于补偿装置的运行状况不利于在高压侧取得晶闸管驱动板工作所需要的能量且高压侧取能方式不可靠，因而本发明通过低压侧送能的方式来为晶闸管驱动板提供工作电源。由于这种取能方式是把低电位的能量通过适当的方式送到高压侧的晶闸管电子板，所以晶闸管电子板的工作电源不受装置运行状况的影响，其可靠性也较高。一般地，低压侧送能可分为电磁送能和光电送能两种方式。本发明采用电磁送能方式。

本发明的电磁送能方式是通过高频脉冲变压器把地电位的能量送到位于高压侧的晶闸管电子板。其主要构成包括脉冲发生器、脉冲变压器、高频整流桥及电源转换回路，图3为其原理图。在这种方式下，脉冲变压器(自制磁环)具有两种功能，即能量传递和高、低电位隔离。因此，在设计脉冲变压器时，不仅要保证能量的安全、可靠传递，还要满足高、低电位隔离的要求。其优点是直接把低电位的能量送到高电位的晶闸管电子板，因而晶闸管电子板的工作电源不受装置主回路工作状态的影响，其可靠性较高。同时，由于晶闸管电子板上的能量较为充足，可以获得足够长度的触发脉冲，从而满足一些装置的特殊要求。

实现驱动侧电源隔离的耦合取能模块见图3。将峰峰值为24V的振荡信号(矩形波)通过导线引出缠绕到每一组晶闸管对应的驱动板耦合磁环上，通过磁环的电磁感应提供板侧供电。将电磁耦合取得的低压侧能量经过整流桥及稳压芯片作用，形成3.3V的稳定电压为驱动板稳定持续供电。耦合作用实现了各驱动板间的电磁隔离，保证了独立的地电位，消除了相互间影响。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置的进一步限定，控制模块输出投切信号的工作过程包括如下步骤：

步骤一：对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位，进而根据无功功率理论得到实时的有功功率和无功功率；

步骤二：通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号。

利用瞬时无功功率理论可知，需要对a相电压基波与其他次谐波信号进行提取，相比传统锁相环硬件锁相，应用基于滑窗迭代DFT傅里叶变换的软件算法进行相位信号提取，如图3所示。滑窗迭代DFT具有获取过程实时性、准确性的特点，并且能准确求取负载中谐波成分，算法实现简单、计算量小，可有效提高对信号的提取运算速度与跟踪精度。

本实施方式中，步骤一中对网侧三相电压的采集采用电压传感器实现，对网侧三相电流的采集采用电流传感器实现；

本实施方式的控制模块采用数字处理芯片DSP实现，对调理后的电压电流信号的处理采用软件处理方式，此软件嵌入到数字处理芯片DSP中。因此，信号调理时，首先通过电压电流传感器后经过电阻与跟随器后分别得到电压电流的转换信号，信号范围在-1.65V至1.65V之间，而为了使输入电压信号位于0-3.3V的DSP可识别范围内，再由信号调理电路中1.65V直流电压源举升为0-3.3V的交流电压信号送到DSP的A/D输入端口，作为DSP的原始输入信号。

对原始输入信号所进行的一系列算法过程，都在DSP中实现，及提取各次谐波、计算实时有功无功功率并依据空间矢量九域法控制策略给出晶闸管动作指令。

具体实施方式四：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置的进一步限定，步骤一中，对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位：

$u_a\left(t\right)=A_{11}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{12}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(A_{n1}\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{n2}\sin \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right))$

其中，f₀为电网频率，ω₀＝2πf₀，n为谐波次数，A₁₁和A₁₂为基波电压的两个傅立叶系数，

$A_{11}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos (2\mathrm{\πi}/N),$

$A_{12}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin (2\mathrm{\πi}/N),$

此时引入滑窗迭代算法，其中，

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\cos [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\cos (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}),$

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\sin [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\sin (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}),$

周期采样点总数为N，N_cur为了当前的采样点，k为正整数；

k表在查点的时候，第一个周波查完后，为了不是再取一整个周波才算数，就采用进来一个数，剔除一个数的方式，假如现在总的点数已经到了第k+n-1，那么对于数组存储的每一周波的n个点我们剔除第一个，把最新的那一个放进来，因此此时从k开始数，n各点参与傅里叶，正好到k+n-1。

利用传统DFT方法时，电压信号表达式如公式一，可以表示为基波信号和各次谐波信号的叠加，其中f₀为电网频率，ω₀＝2πf₀，n为谐波次数，A₁₁、A₁₂为基波电压的傅立叶系数，将信号离散化后，A₁₁、A₁₂表达式如公式二、公式三，周期采样点总数为N，以a相电压提取基波为例。

公式一： $u_a\left(t\right)=A_{11}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{12}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+\underset{n=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(A_{n1}\cos \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right)+A_{n2}\sin \left(n{\mathrm{\ω}}_{0}t\right))$

公式二： $A_{11}=\frac{2}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos (2\mathrm{\πi}/N)$

公式三： $A_{12}=\frac{2}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin (2\mathrm{\πi}/N)$

为了瞬时功率计算实时性，对公式二、公式三进行改进，得到公式四、公式五，其将i＝N_cur代替了i＝0作为计算起始点。

公式四： $A_{11}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos (2\mathrm{\πi}/N)$

公式五： $A_{12}=\frac{2}{N}\underset{i=N_{\mathrm{cur}}}{\overset{N_{\mathrm{cur}}-N+1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin (2\mathrm{\πi}/N)$

此时引入滑窗迭代算法，原理图如图3此种算法大大改善了采样数据的更新速度，计算量减少，提高了算法跟踪电压变化能力。则计算公式六、公式七中累加系数可以表示为：，令采样序列在长度为N的窗口上顺序滑动，即让当前采样的数据进入窗内，而窗内第一个数据被抛弃，从而加快了运算速度。

公式六：

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\cos \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\cos [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\cos (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N})$

公式七：

$\underset{i=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}=\underset{i=k-1}{\overset{k-N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_a\left(i\right)\sin \frac{2\mathrm{\πi}}{N}-u_a(k-N)\sin [(k-N)\·\frac{2\mathrm{\π}}{N}]+u_a\left(k\right)\sin (k\·\frac{2\mathrm{\π}}{N})$

具体实施方式五：结合图4说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置的进一步限定，步骤二中，通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号的方法为：

1区：三相电压U和无功功率Q均处于合格区域，电能质量良好，控制模块不发出投切信号；

2区：三相电压U合格，无功功率Q高于合格区域，控制器发出投入信号，当三相电压U和无功功率Q至合格区域，控制模块停止发出投切信号；

3区：三相电压U跌落下限，无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直至无功功率Q调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号；

4区：三相电压U跌落下限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，提升电网电压，同时保证无功功率Q不要跌落至无功功率下限，直至三相电压U调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号；5区：三相电压U跌落下限，同时无功功率Q低于合格区域，即出现无功功率过补偿现象，控制模块发出投切信号，并保证三相电压U不超出上限；

6区：三相电压U处于合格区域，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，同时保证切除电容器时，三相电压U不跌落下限；

7区：三相电压U超出上限，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，首先使电压达到上限，此时继续利用投切信号调整电容器，使之保证功率因数PF进入要求范围内，并令三相电压U不跌落至下限；

8区：三相电压U超出上限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，直至三相电压U回落至合格区域，同时保证调节后的无功功率Q仍处于合格区域；

9区：三相电压U超出上限，并且无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直到无功功率Q回落到合格区域为止，同时保证三相电压U不要超过上限。

本发明的目的是为了降低或避免高压TSC阀组误触发的负面效应，采用间接光纤触发电路，发挥其抗干扰能力强、分散性小等优点，使得高压TSC触发具有良好的隔离强度、防止晶闸管误操作。并采用驱动板磁环耦合取能实现驱动板电位隔离，从而提出的一种基于耦合取能电路的高压TSC驱动技术。

Claims (5)

1.基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，其特征在于，所述驱动装置包括信号调理模块、控制模块、光纤传输模块、直流供电电路、耦合取能电路和TSC驱动电路； 

配电网负载侧的三相电压和三相电流输入给信号调理模块，信号调理模块的电压电流信号输出端与控制模块的电压电流信号输入端连接，控制模块的投切信号输出端与光纤传输模块的投切信号输入端连接，光纤传输模块的投切信号输出端同时与TSC驱动电路的每个晶闸管驱动板的投切信号输入端连接； 

直流供电电路的高频振荡信号输出端与耦合取能电路的高频振荡信号输入端连接，耦合取能电路为TSC驱动电路的各个晶闸管驱动板提供工作电源； 

晶闸管驱动板的根据对相应晶闸管的过零检测信号和投切信号向所述晶闸管的门极输出驱动信号。 

2.根据权利要求1所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，其特征在于，耦合取能电路包括多个电源板，直流供电电路的高频振荡信号输出端同时与多个电源板的高频振荡信号输入端连接，每个电源板为一个TSC驱动电路的一个晶闸管驱动板提供工作电源； 

电源板包括脉冲发生器、脉冲变压器、高频整流桥和电源转换回路； 

脉冲发生器输出连续的脉冲信号给脉冲变压器，变压器脉冲变压器将输入的脉冲信号耦合到高频整流桥，高频整流桥整流后的，脉冲信号经电源转换回路转换成相应晶闸管驱动板的工作电源电压。 

3.根据权利要求1所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，其特征在于，控制模块输出投切信号的工作过程包括如下步骤： 

步骤一：对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位，进而根据无功功率理论得到实时的有功功率和无功功率； 

步骤二：通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号。 

4.根据权利要求3所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，其特征在于，步骤一中，对调理后的电压电流信号进行滑窗迭代傅里叶变换，得到三相电压、三相电流的基波及各次谐波幅值和相位： 

其中，f₀为电网频率，ω₀＝2πf₀，n为谐波次数，A₁₁和A₁₂为基波电压的两个傅立叶系数， 

其中， 

周期采样点总数为N，N_cur为了当前的采样点，k为正整数。 

5.根据权利要求3所述的基于高效耦合取能的高压TSC驱动装置，其特征在于，步骤二中，通过九域法对无功功率和三相电压进行判定，获得投切信号的方法为： 

1区：三相电压U和无功功率Q均处于合格区域，电能质量良好，控制模块不发出投切信号； 

2区：三相电压U合格，无功功率Q高于合格区域，控制器发出投入信号，当三相电压U和无功功率Q至合格区域，控制模块停止发出投切信号； 

3区：三相电压U跌落下限，无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直至无功功率Q调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号； 

4区：三相电压U跌落下限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，提升电网电压，同时保证无功功率Q不要跌落至无功功率下限，直至三相电压U调节至合格区域，控制模块停止发出投切信号；5区：三相电压U跌落下限，同时无功功率Q低于合格区域，即出现无功功率过补偿现象，控制模块发出投切信号，并保证三相电压U不超出上限； 

6区：三相电压U处于合格区域，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，同时保证切除电容器时，三相电压U不跌落下限； 

7区：三相电压U超出上限，无功功率Q超过补偿区域；控制模块发出投切信号，首先使电压达到上限，此时继续利用投切信号调整电容器，使之保证功率因数PF进入要求范围内，并令三相电压U不跌落至下限； 

8区：三相电压U超出上限，无功功率Q处于合格区域，控制模块发出投切信号，直至三相电压U回落至合格区域，同时保证调节后的无功功率Q仍处于合格区域； 

9区：三相电压U超出上限，并且无功功率Q超出上限，控制模块发出投切信号，直到 无功功率Q回落到合格区域为止，同时保证三相电压U不要超过上限。