CN104394105B - Tds‑ofdm信道估计均衡方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明提出一种TDS‑OFDM信道估计均衡方法，包括以下步骤：接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头；对当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号；对当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取信道的频域响应；利用频率响应对数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。本发明的TDS‑OFDM信道估计均衡方法可以应用于较大的多普勒范围和快时变信道，适用于超高速移动应用场景。本发明还提出一种TDS‑OFDM信道估计均衡***。

Description

TDS-OFDM信道估计均衡方法及***

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种TDS-OFDM信道估计均衡方法及***。

背景技术

地面无线电视广播传输信道本身存在着各种多径和衰落现象，考虑移动情况下的接收机，则会引入较大的多普勒效应，因此地面无线电视广播传输信道是一个时变的频率选择性衰落信道。

超高速移动应用场景可以对应于低空航行无线信道，即存在直视路径(LOS)主径的多普勒莱斯信道模型，其冲激响应的离散表达式为：

其中T_S为采样周期，τ＝iT_S为延时，t＝kT_S。莱斯因子(K＝a²/c²)∈[2,20]dB。

多径相位θ_n服从[0,2π)均匀分布，多径多普勒f_D,n服从Jakes谱，多径延时τ_n服从指数分布。那么令u_n～U(0,1)，则有

θ_n＝2πu_n (2)

τ_n＝τ_slope ln(1-u_n) (4)

其中与分别为反射径的最大入射角和最小入射角，典型值为(181.75°,178.25°)；τ_slope为延时衰减率；最大多普勒频移f_D,max＝f_D,LOS≈f_RF·v/c，f_RF为射频载频，v为收发端径向相对移动速度，c为光速(其中v<<c)。

根据上述的理论模型，多径相位在短时间内可以认为是不变的常量，反射径的最大入射角和最小入射角几乎都在180°附近的小区间内，于是可以对信道模型做如下简化：

θ_n＝0 (5)

f_D,n＝f_D,LOS (6)

另外，多普勒效应会导致信道增益出现起伏，将上面的信道冲激响应表达式(1)乘以起伏因子P(t)＝1+dA·sin(2πf_At)，最后加上高斯白噪声，即得到信道简化模型。

正交频分复用技术(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)是一种高效的数据传输技术，具有频谱利用率高、抗多径衰落能力强等优点。一般的OFDM***对于信道估计均衡方法的选择主要分为两种：一种是在频域上***已知的导频分量，在接收端利用这些导频分量来计算和估计信道参数。另一种是在时域上***已知的训练序列(通常为PN序列)，在接收端利用已知的时域训练序列进行信道估计和均衡。采用频域导频的OFDM***通常可以通过理论推导以及信道参数的一些条件来设计合理的导频图样，完成对信道的准确估计。快时变信道中需要在时域和频域上都设计出合理的导频间隔，才能同时适应信道在时域和频域两个维度上的衰落特性。而采用时域训练序列的OFDM***需要设计合理训练序列长度来满足信道的多径最大延时。一般的时域同步正交频分复用数字传输技术(time domain synchronous OFDM，TDS-OFDM)***中，使用时域训练序列进行信道估计时，假设一个子帧内的信道参数是时不变的。然而，在实际应用场景中若存在接收机与发射机的相对移动并且产生的多普勒效应不可忽略时，***的性能会严重下降。

OFDM对于多普勒频移比较敏感，传统的OFDM***在较大的多普勒频移下会产生严重的信道间串扰(ICI)。已有的解决方法主要有：子载波自消除法通过对数据子载波的合理设计与编码，来实现ICI的自消除。信息辅助抗多普勒法(IAADO)通过外***的先验信息得到首发两端相对移动速度的估计值，在接收机前段进行处理消除大部分多普勒频移。但是子载波自消除法需要使用部分本来用于传输数据信息的子载波来进行编码，降低了频带利用率，且其适用的多普勒范围无法达到所述应用要求的kHz量级。而一般的信息辅助抗多普勒法在收发端径向相对移动速度精确测量时可以较好地消除LOS主径多普勒偏移，但实际***得到的速度测量值有误差，且在所述应用要求的场景中除了LOS主径外还存在多径的干扰。

发明内容

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本发明第一方面的目的在于提出一种具有准确性高、结构简单、易于实现的TDS-OFDM信道估计均衡方法。

本发明第二方面的目的在于提出一种TDS-OFDM信道估计均衡***。

为了达到上述目的，本发明第一方面实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，包括以下步骤：A，接收并存储信息帧，信息帧提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头；B，对所述当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号；C，对所述当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取所述信道的频域响应；D，利用所述频率响应对所述数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

根据本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，利用与信息帧中的数据部分紧邻的当前信息帧的帧头和下一信息帧的帧头，实现了对信道的独立且准确地估计与均衡。本发明的提出的TDS-OFDM信道估计均衡方法可以应对高达1kHz多普勒效应下的高速移动信道条件，信道估计能够适应快时变特点，并且实现简单，解决了地面电视广播在高速移动下传输信道的快速估计和均衡问题。

在一些示例中，步骤B包括：将所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与所述当前信息帧的数据部分进行对齐操作；对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和所述当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

在一些示例中，步骤C包括：对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取所述当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号；对所述时域信号进行FFT变换以获取所述时域信号的频域符号序列；提取所述频域符号序列对应的频域PN序列；根据所述频域符号序列和所述频域PN序列获取所述信道的预估计频域响应；对所述预估计频域响应进行IFFT变换，以获取所述信道的时域响应；对所述时域响应进行滤波，以获取第一时域响应；对所述第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对所述第二时域响应进行FFT变换，以获取所述信道的频域响应。

在一些示例中，所述频域PN序列的值为1或者-1。

在一些示例中，对所述时域响应进行滤波包括将所述时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取第一时域响应。

在一些示例中，对所述第一时域响应进行处理包括：对所述第一时域响应补零以使所述第一时域响应的长度与所述当前信息帧的数据部分的长度相等。

本发明第二方面实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***，包括：数据获取模块、数据处理模块、信道估计模块和均衡模块。接收模块用于接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头。数据处理模块用于对所述当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。信道估计模块用于对所述当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取所述信道的频域响应。均衡模块用于利用所述频率响应对所述数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

根据本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***，利用与信息帧中的数据部分紧邻的当前信息帧的帧头和下一信息帧的帧头，实现了对信道的独立且准确地估计与均衡。本发明的提出的TDS-OFDM信道估计均衡方法可以应对高达1kHz多普勒效应下的高速移动信道条件，信道估计能够适应快时变特点，并且实现简单，解决了地面电视广播在高速移动下传输信道的快速估计和均衡问题。

在一些示例中，所述数据处理模块包括：预处理单元和去干扰单元。预处理单元用于将所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与所述当前信息帧的数据部分进行对齐操作。去干扰单元用于对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和所述当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

在一些示例中，所述信道估计模块包括：时域插值单元、第一FFT单元、PN序列获取单元、符号位运算单元、第一IFFT单元、滤波单元和第二FFT单元。时域插值单元用于对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取所述当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号。第一FFT单元用于对所述时域信号进行FFT变换以获取所述时域信号的频域符号序列。PN序列获取单元用于提取所述频域符号序列对应的频域PN序列。符号位运算单元用于根据所述频域符号序列和所述频域PN序列获取所述信道的预估计频域响应。第一IFFT单元用于对预估计频域响应进行IFFT变换，以获取所述信道的时域响应。滤波单元用于对所述时域响应进行滤波，以获取第一时域响应。第二FFT单元用于对所述第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对所述第二时域响应进行FFT变换，以获取所述信道的频域响应。

在一些示例中，所述频域PN序列的值为1或者-1。

在一些示例中，所述滤波单元还用于将所述时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取第一时域响应。

在一些示例中，所述第二FFT单元还用于：对所述第一时域响应补零以使所述第一时域响应的长度与所述当前信息帧的数据部分的长度相等。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1是根据本发明一个实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法的流程图；

图2是本发明一个实施例的双PN帧结构示意图；

图3是本发明一个实施例的信道的滤波器实现结构示意图；

图4是本发明一个实施例的滤波器效果示意图；

图5是本发明一个实施例的基带传输***结构框图；

图6是本发明一个实施例的仿真测试BER-SNR曲线图；和

图7是根据本发明一个实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***的结构框图。

具体实施方式

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，在步骤或者动作前面的标识，例如“步骤A”～“步骤D”或(1)-(4)仅用于描述本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法的目的，而不能理解为指示或暗示相对顺序关系，因此不能理解为对本发明的限制。

参见图1，本发明第一方面实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，包括以下步骤：A，接收并存储信息帧，信息帧包括当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头；B，对当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号；C，对当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取信道的频域响应；D，利用频率响应对数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。具体实现过程如下：

步骤A，接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头。

如图2所示，第K个信息帧包括当前信息帧的帧头(如图2中DATA之前的PN1，PN2)、数据部分和下一信息帧的帧头(如2图中DATA之后的PN1，PN2)。这样，第K个信息帧的当前信息帧的帧头的两段PN训练序列和第K个信息帧的数据部分构成了双PN帧结构的信息帧。

步骤B，对当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

具体的，在本发明的一个实施例中，步骤B包括：S11，将当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与当前信息帧的数据部分进行对齐操作；S12，对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

(1)步骤S11，将当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号r_k,PN2(n)和下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号r_k+1,PN1(n)与当前信息帧的数据部分r_k,DATA(n)进行对齐操作，即将r_k,PN2(n)、r_k+1,PN1(n)和r_k,DATA(n)进行对齐操作，使得三者的位数相同。

(2)步骤S12，对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号r_k,PN2(n)、下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号r_k+1,PN1(n)和当前信息帧的数据部分r_k,DATA(n)进行线性操作，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号数据时域信号的计算公式表示如下：

步骤C，对当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取信道的频域响应。

具体地，在本发明的一个实施例中，步骤C包括：S21,对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号；S22，对时域信号进行FFT变换以获取时域信号的频域符号序列；S23，提取频域符号序列对应的频域PN序列；S24，根据频域符号序列和频域PN序列获取信道的预估计频域响应；S25，对预估计频域响应进行IFFT变换，以获取信道的时域响应；S26，对时域响应进行滤波，以获取第一时域响应；S27，对第一时域响应进行处理，获取第二时域响应并对第二时域响应进行FFT变换，以获取信道的频域响应。

(1)步骤S21，对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号。

从时域上接收到的信息帧来看，第k段接收信息帧r_k(n)可以看做是由对应的第k段发射信号x_k(n)经过信道后的响应y_k(n)、第k-1段信号的拖尾z_k-1(n)、以及噪声w_k(n)构成。即，

r_k(n)＝y_k(n)+z_k-1(n)+w_k(n),n＝1,...,N_k

其中，y_k(n)＝x_k(n)*h(n),n＝1,...,N_k，z_k(n-N_k)＝x_k(n)*h(n),n＞N_k。

为了准确重构数据符号序列，希望把接收到的时域信号构建成自身发射序列x_k(n)与信道冲激响应h(n)的循环卷积序列即由于噪声成分无法去除，则需要得到也就是将该段时域序列减去前一段时域序列的拖尾，再加上自身的循环拖尾。

由于双PN帧结构，当前信息帧的帧头中两段由频域PN序列经过IFFT变换构成的时域训练序列相同，那么对于当前信息帧的帧头中第二段训练序列来说，其自身的拖尾与前一段训练序列的拖尾也就相同，因此有：

对于当前信息帧中的DATA部分，则需要分别计算其自身的拖尾以及前一段训练序列的拖尾。利用当前信息帧与下一信息帧的帧头训练序列有：

r_k,PN2(n)＝y_k,PN2(n)+z_k,PN1(n)+w_k,PN2(n)，

r_k+1,PN1(n)＝y_k+1,PN1(n)+z_k,DATA(n)+w_k+1,PN1(n)，

又因为所有的训练序列都相同，那么

y_k,PN2(n)＝y_k+1,PN1(n)，

z_k,PN1(n)＝z_k,PN2(n)，

所以

r_k+1,PN1(n)-r_k,PN2(n)＝z_k,DATA(n)-z_k,PN2(n)+w_k+1,PN1(n)-w_k,PN2(n)，

第k个信息帧的数据部分则可以表示为

对于信道估计采用当前信息帧和下一信息帧的训练序列共同完成，即将第k帧DATA当前信息帧的帧头的第2段训练序列的接收信号近似等于训练序列与信道响应的循环卷积，分别取出当前信息帧的帧头的第2段训练序列r_k,PN2(n)与下一信息帧的帧头第2段训练序列r_k+1,PN2(n)，对其做平均得到当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号即

这样相当于使得PN训练序列部分的噪声功率减小了一半，增加了信道估计的准确性。另外，由于帧结构中PN与DATA在时域上是分离的，因此单用的估计结果来对DATA部分进行均衡是不准确的，DATA部分实际的信道参数应该更接近于与二者估计结果的插值。所以从上述两种情况分析，用当前信息帧和下一信息帧的训练序列做平均来进行信道估计使得准确度更高。

步骤S22，对时域信号进行FFT变换以获取时域信号的频域符号序列。

具体地，对时域信号进行快速傅立叶变换(fast fourier transform，FFT)得到的频域符号序列即

步骤S23，提取频域符号序列对应的频域PN序列。

提取频域符号序列对应的频域PN序列C_PN(n)，在本发明的一个实施例中，PN序列C_PN(n)的值均为1或者-1。

步骤S24，根据频域符号序列和频域PN序列获取信道的预估计频域响应。

具体地，在本发明的一个实施例中，由于PN序列C_PN(n)的值均为1或者-1，因此预估计频域响应即进行信道估计需要的除法运算就可以简化为符号位运算：

步骤S25，对预估计频域响应进行快速傅里叶反变换(inverse fast fouriertransform，IFFT)，以获取信道的时域响应。即：

步骤S26，对时域响应进行滤波，以获取第一时域响应。

为了进一步消除噪声对信道估计结果的干扰，将信道的预估计频域响应再转换到时域进行一次滤波。针对有LOS主径的应用场景，需要在低信噪比(0dB或者更低)下进行工作，那么LOS主径外的其他多径分量很可能被淹没在噪声中，因此对于信道估计中的去噪滤波部分，其滤除噪声的作用比筛出多径的作用更为重要。因此，在本发明的一个实施例中，对时域响应进行滤波包括将时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取第一时域响应即，

通过仿真测试了不同的预定阈值的误码性能，最终预定阈值设置为9dB，即滤除功率低于主径9dB(此阈值记为P_th)的旁径，得到滤波后的信道第一时域响应

步骤S27，对第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对第二时域响应进行FFT变换，获取信道的频域响应。

具体地，在本发明的一个实施例中，对第一时域响应补零以使第一时域响应的长度与当前信息帧的数据部分的长度相等。即，补零至n＝N_DATA)。

步骤D，利用频率响应对数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

利用频率响应对步骤B中获取的数据时域信号进行频域均衡，得到数据符号序列

为了评价本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法的性能，对多径模型下的时域相关法进行了仿真验证。在软件仿真中采用多普勒6径模型：取旁径数量N＝5，莱斯因子K＝20dB，信道最大延时τ_max＝12μs；对于起伏因子P(t)，若信道增益时不变则取f_A＝0，若信道增益有起伏则取f_A＝1kHz，dA＝0.1。仿真中的信道模型采用的滤波器实现结构如图3所示。信道估计中的去噪滤波器效果示意如图4所示，从上到下依次为：原始信道估计、滤波后的信道和实际参考信道。从左到右依次为：时域冲激响应、频域幅度和频域相位。

基带传输***结构如图5所示。子载波间隔为5kHz，子载波数为2048，单个频域PN训练序列长度为128，子帧长度为2304，帧结构如图2所示。过采样率为4，交织使用48×64矩形交织，信道编码采用1/6码率的(3840，640)低密度奇偶校验(Low-density Parity-check，LDPC)码，调制方式为格雷映射的正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)。

传输***理论上占用信道带宽为BW＝2048×5kHz＝10.24MHz，双PN帧结构能够应对的信道最大延时不能超过单个训练序列的长度，因此根据***参数计算可以容忍的信道最大延时为：

另外，时域训练序列的信道估计过程，可以近似看做是对信道参数的离散采样，可以估算该信息帧结构能够应对的最大信道参数变化速率约为一个超帧由一个超帧同步头和若干个信息帧组成，超帧同步头用于接收信号时初始的粗同步，之后便由各个信息帧自身的帧头进行细同步和其他处理，因此在计算数据传输速率时，超帧同步头在整个传输的信号长度中可以暂时忽略，计算数据传输速率约为：

超帧同步头采用与信息帧长度相同的已知序列，在超帧同步头内放入两段相同的已知序列，且两段序列延时1/2个帧长，在接收端即可用延时1/2个帧长的两个缓存进行计算复杂度较低的时域自相关进行信号的粗同步。将频域PN序列(128点)通过IFFT变换得到时域训练序列，使用两个相同的时域训练序列作为数据帧的帧头；再将经过编码调制后的数据符号流分组成2048一组，经过IFFT变换到时域，和帧头组成时域数据帧。为了提升子帧同步以及信道估计的准确性，将双PN帧头的功率提升为DATA部分的两倍，即双PN帧头的时域幅度乘以系数

本发明一个实施例的仿真测试分别针对AWGN信道、时不变多径信道、快时变多径信道，BER-SNR曲线如图6所示。本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，在信道增益不变的情况下，误码性能距离AWGN门限约为0.6dB，可以在SNR＝-1.3dB时达到10^-5以下的误码率；在信道冲激响应幅度有10％的起伏且起伏频率为1kHz时，误码性能距离AWGN门限约为1dB，可以在SNR＝-0.8dB时达到10^-5以下的误码率。传输数据速率达到3Mbps以上，可以满足视频图像的传输需求。

根据本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，利用与信息帧中的数据部分紧邻的当前信息帧的帧头和下一信息帧的帧头，并有效利用频域PN序列构成的时域训练序列的简化除法特点，实现了对信道的独立且准确地估计与均衡。本发明的提出的TDS-OFDM信道估计均衡方法可以应对高达1kHz多普勒效应下的高速移动信道条件，信道估计能够适应快时变特点，并且实现简单，解决了地面电视广播在高速移动下传输信道的快速估计和均衡问题。

本发明第二方面实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***100，如图7所示，包括数据获取模块10、数据处理模块20、信道估计模块30和均衡模块40。

数据获取模块10用于接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头。数据处理模块20用于对当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。信道估计模块30用于对当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取信道的频域响应。均衡模块40用于利用频率响应对数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

具体地，在本发明的一个实施例中，如图2所示，第K个信息帧包括当前信息帧的帧头(如图2中DATA之前的PN1，PN2)、数据部分和下一信息帧的帧头(如2图中DATA之后的PN1，PN2)。这样，第K个信息帧的当前信息帧的帧头的两段PN训练序列和第K个信息帧的数据部分构成了双PN帧结构的信息帧。

在本发明的一个实施例中，数据处理模块20包括：预处理单元22和去干扰单元24。

预处理单元22用于将当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与当前信息帧的数据部分进行对齐操作。去干扰单元24用于对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

(1)预处理单元22用于将当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号r_k,PN2(n)和下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号r_k+1,PN1(n)与当前信息帧的数据部分r_k,DATA(n)进行对齐操作，即将r_k,PN2(n)、r_k+1,PN1(n)和r_k,DATA(n)进行对齐操作，使得三者的位数相同。

(2)去干扰单元24用于对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号r_k,PN2(n)、下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号r_k+1,PN1(n)和当前信息帧的数据部分r_k,DATA(n)进行线性操作，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号数据时域信号的计算公式表示如下：

在本发明的一个实施例中，信道估计模块30包括：时域插值单元31、第一FFT单元32、PN序列获取单元33、符号位运算单元34、第一IFFT单元35、滤波单元36和第二FFT单元37。具体地，

(1)时域插值单元31用于对当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号。

从时域上接收到的信息帧来看，第k段接收信息帧r_k(n)可以看做是由对应的第k段发射信号x_k(n)经过信道后的响应y_k(n)、第k-1段信号的拖尾z_k-1(n)、以及噪声w_k(n)构成。即，

r_k(n)＝y_k(n)+z_k-1(n)+w_k(n),n＝1,...,N_k

其中，y_k(n)＝x_k(n)*h(n),n＝1,...,N_k，z_k(n-N_k)＝x_k(n)*h(n),n＞N_k。

为了准确重构数据符号序列，希望把接收到的时域信号构建成自身发射序列x_k(n)与信道冲激响应h(n)的循环卷积序列即由于噪声成分无法去除，则需要得到也就是将该段时域序列减去前一段时域序列的拖尾，再加上自身的循环拖尾。

由于双PN帧结构，当前信息帧的帧头中两段由频域PN序列经过IFFT变换构成的时域训练序列相同，那么对于当前信息帧的帧头中第二段训练序列来说，其自身的拖尾与前一段训练序列的拖尾也就相同，因此有：

对于当前信息帧中的DATA部分，则需要分别计算其自身的拖尾以及前一段训练序列的拖尾。利用当前信息帧与下一信息帧的帧头训练序列有：

r_k,PN2(n)＝y_k,PN2(n)+z_k,PN1(n)+w_k,PN2(n)，

r_k+1,PN1(n)＝y_k+1,PN1(n)+z_k,DATA(n)+w_k+1,PN1(n)，

又因为所有的训练序列都相同，那么

y_k,PN2(n)＝y_k+1,PN1(n)，

z_k,PN1(n)＝z_k,PN2(n)，

所以

r_k+1,PN1(n)-r_k,PN2(n)＝z_k,DATA(n)-z_k,PN2(n)+w_k+1,PN1(n)-w_k,PN2(n)，

第k个信息帧的数据部分则可以表示为

对于信道估计采用当前信息帧和下一信息帧的训练序列共同完成，即将第k帧DATA当前信息帧的帧头的第2段训练序列的接收信号近似等于训练序列与信道响应的循环卷积，分别取出当前信息帧的帧头的第2段训练序列r_k,PN2(n)与下一信息帧的帧头第2段训练序列r_k+1,PN2(n)，对其做平均得到当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号即

这样相当于使得PN训练序列部分的噪声功率减小了一半，增加了信道估计的准确性。另外，由于帧结构中PN与DATA在时域上是分离的，因此单用的估计结果来对DATA部分进行均衡是不准确的，DATA部分实际的信道参数应该更接近于与二者估计结果的插值。所以从上述两种情况分析，用当前信息帧和下一信息帧的训练序列做平均来进行信道估计使得准确度更高。

(2)第一FFT单元32用于对时域信号进行FFT变换以获取时域信号的频域符号序列。

具体地，对时域信号进行FFT变换得到的频域符号序列即

(3)PN序列获取单元33用于提取频域符号序列对应的频域PN序列。

提取频域符号序列对应的频域PN序列C_PN(n)，在本发明的一个实施例中，PN序列C_PN(n)的值均为1或者-1。

(4)符号位运算单元34用于根据频域符号序列和频域PN序列获取所述信道的预估计频域响应。

具体地，在本发明的一个实施例中，由于PN序列C_PN(n)的值均为1或者-1，因此预估计频域响应即进行信道估计需要的除法运算就可以简化为符号位运算：

(5)第一IFFT单元35用于对预估计频域响应进行IFFT变换，以获取信道的时域响应。即

(6)滤波单元36用于对时域响应进行滤波，以获取第一时域响应。

为了进一步消除噪声对信道估计结果的干扰，将信道的预估计频域响应再转换到时域进行一次滤波。针对有LOS主径的应用场景，需要在低信噪比(0dB或者更低)下进行工作，那么LOS主径外的其他多径分量很可能被淹没在噪声中，因此对于信道估计中的去噪滤波部分，其滤除噪声的作用比筛出多径的作用更为重要。因此，在本发明的一个实施例中，对时域响应进行滤波包括将时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取第一时域响应即，

通过仿真测试了不同的预定阈值的误码性能，最终预定阈值设置为9dB，即滤除功率低于主径9dB(此阈值记为P_th)的旁径，得到滤波后的信道第一时域响应在本发明的一个实施例中，由如图3所示的滤波器对时域响应进行滤波。

(7)第二FFT单元37用于对第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对第二时域响应进行FFT变换，以获取信道的频域响应。

具体地，在本发明的一个实施例中，对第一时域响应补零以使第一时域响应的长度与当前信息帧的数据部分的长度相等。即，补零至n＝N_DATA)。

均衡模块40用于利用频率响应对数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

利用频率响应对数据处理模块20中获取的数据时域信号进行频域均衡，得到数据符号序列

为了评价本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***的性能，对多径模型下的时域相关法进行了仿真验证。在软件仿真中采用多普勒6径模型：取旁径数量N＝5，莱斯因子K＝20dB，信道最大延时τ_max＝12μs；对于起伏因子P(t)，若信道增益时不变则取f_A＝0，若信道增益有起伏则取f_A＝1kHz，dA＝0.1。仿真中的信道模型采用的滤波器实现结构如图3所示，发送信号x(t)首先乘以多普勒相位旋转因子exp(jwt)，直视径主径LOS部分乘以信道增益a，旁径部分由5个延时为D的延时器生成，旁径部分乘以信道增益c，然后乘以信道起伏因子P(t)，最后加上高斯白噪声。信道估计模块30中的滤波器效果示意如图4所示，从上到下依次为：原始信道估计、滤波后的信道和实际参考信道。从左到右依次为：时域冲激响应、频域幅度和频域相位。

基带传输***结构如图5所示。子载波间隔为5kHz，子载波数为2048，单个频域PN训练序列长度为128，子帧长度为2304，帧结构如图2所示。过采样率为4，交织使用48×64矩形交织，信道编码采用1/6码率的(3840，640)低密度奇偶校验(Low-density Parity-check，LDPC)码，调制方式为格雷映射的正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)。

传输***理论上占用信道带宽为BW＝2048×5kHz＝10.24MHz，双PN帧结构能够应对的信道最大延时不能超过单个训练序列的长度，因此根据***参数计算可以容忍的信道最大延时为：

另外，时域训练序列的信道估计，可以近似看做是对信道参数的离散采样，可以估算该信息帧结构能够应对的最大信道参数变化速率约为一个超帧由一个超帧同步头和若干个信息帧组成，超帧同步头用于接收信号时初始的粗同步，之后便由各个信息帧自身的帧头进行细同步和其他处理。因此在计算数据传输速率时，超帧同步头在整个传输的信号长度中可以暂时忽略，计算数据传输速率约为：

超帧同步头采用与信息帧长度相同的已知序列，在超帧同步头内放入两段相同的已知序列，且两段序列延时1/2个帧长，在接收端即可用延时1/2个帧长的两个缓存进行计算复杂度较低的时域自相关进行信号的粗同步。将频域PN序列(128点)通过IFFT变换得到时域训练序列，使用两个相同的时域训练序列作为数据帧的帧头；再将经过编码调制后的数据符号流分组成2048一组，经过IFFT变换到时域，和帧头组成时域数据帧。为了提升子帧同步以及信道估计的准确性，将双PN帧头的功率提升为DATA部分的两倍，即双PN帧头的时域幅度乘以系数

本发明一个实施例的仿真测试分别针对AWGN信道、时不变多径信道、快时变多径信道，BER-SNR曲线如图6所示。本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡方法，在信道增益不变的情况下，误码性能距离AWGN门限约为0.6dB，可以在SNR＝-1.3dB时达到10^-5以下的误码率；在信道冲激响应幅度有10％的起伏且起伏频率为1kHz时，误码性能距离AWGN门限约为1dB，可以在SNR＝-0.8dB时达到10^-5以下的误码率。传输数据速率达到3Mbps以上，可以满足视频图像的传输需求。

根据本发明实施例的TDS-OFDM信道估计均衡***，利用与信息帧中的数据部分紧邻的当前信息帧的帧头和下一信息帧的帧头，并有效利用频域PN序列构成的时域训练序列的简化除法特点，实现了对信道的独立且准确地估计与均衡。本发明的提出的TDS-OFDM信道估计均衡方法可以应对高达1kHz多普勒效应下的高速移动信道条件，信道估计能够适应快时变特点，并且实现简单，解决了地面电视广播在高速移动下传输信道的快速估计和均衡问题。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (10)

1.一种TDS-OFDM信道估计均衡方法，其特征在于，包括以下步骤：

A，接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头；

B，对所述当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号；

C，对所述当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取所述信道的频域响应；以及

D，利用所述频域响应对所述数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列；

其中，步骤C包括：

对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取所述当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号；

对所述时域信号进行FFT变换以获取所述时域信号的频域符号序列；

提取所述频域符号序列对应的频域PN序列；

根据所述频域符号序列和所述频域PN序列获取所述信道的预估计频域响应；

对所述预估计频域响应进行IFFT变换，以获取所述信道的时域响应；

对所述时域响应进行滤波，以获取第一时域响应；

对所述第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对所述第二时域响应进行FFT变换，以获取所述信道的频域响应。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B包括：

将所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与所述当前信息帧的数据部分进行对齐操作；

对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和所述当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频域PN序列的值为1或者-1。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述时域响应进行滤波包括将所述时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取所述第一时域响应。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述第一时域响应进行处理包括：

对所述第一时域响应补零以使所述第一时域响应的长度与所述当前信息帧的数据部分的长度相等。

6.一种TDS-OFDM信道估计均衡***，其特征在于，包括：

数据获取模块，用于接收并存储信息帧，提取当前信息帧的帧头、数据部分和下一信息帧的帧头；

数据处理模块，用于对所述当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号；

信道估计模块，用于对所述当前信息帧的数据部分对应的信道进行估计，以获取所述信道的频域响应；及

均衡模块，用于利用所述频域响应对所述数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列；

其中，所述信道估计模块包括：

时域插值单元，用于对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号进行线性插值运算，以获取所述当前信息帧的数据部分对应的信道估计的时域信号；

第一FFT单元，用于对所述时域信号进行FFT变换以获取所述时域信号的频域符号序列；

PN序列获取单元，用于提取所述频域符号序列对应的频域PN序列；

符号位运算单元，用于根据所述频域符号序列和所述频域PN序列获取所述信道的预估计频域响应；

第一IFFT单元，用于对预估计频域响应进行IFFT变换，以获取所述信道的时域响应；

滤波单元，用于对所述时域响应进行滤波，以获取第一时域响应；以及

第二FFT单元，用于对所述第一时域响应进行处理，以获取第二时域响应并对所述第二时域响应进行FFT变换，以获取所述信道的频域响应。

7.如权利要求6所述的***，其特征在于，所述数据处理模块包括：

预处理单元，用于将所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号和所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号与所述当前信息帧的数据部分进行对齐操作；以及

去干扰单元，用于对所述当前信息帧的帧头的第2段训练序列位置的接收信号、所述下一信息帧的帧头的第1段训练序列位置的接收信号和所述当前信息帧的数据部分进行线性操作，以获取去除了所述当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号。

8.如权利要求6所述的***，其特征在于，所述频域PN序列的值为1或者-1。

9.如权利要求6所述的***，其特征在于，所述滤波单元还用于将所述时域响应中多径分量功率低于直视路径主径的功率预定阈值的部分置为0，以获取第一时域响应。

10.如权利要求6所述的***，其特征在于，所述第二FFT单元还用于：

对所述第一时域响应补零以使所述第一时域响应的长度与所述当前信息帧的数据部分的长度相等。