CN104362850A - 降压直流-直流转换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种降压直流-直流转换器的控制方法，该控制方法包括：a.将开关周期、电平跳变时间、高电平时间作为所述控制方法的控制变量；b.将开关周期分成[0；τ₁]、[τ₁；τ₁+T₁]、[τ₁+T₁；T_e]三个时间段，对于其中每个时间段，列出电感的电流的变化量、电容的电压的变化量的表达式；c.将所述三个时间段的每个时间段的电感的电流的变化量、电容的电压的变化量的表达式分别加和；d.从上述加和后的表达式，推导出电平跳变时间、占空比关系式；e.从所述关系式计算出电平跳变时间、高电平时间，从而进行控制。本发明提出了一种稳定性和瞬态特性都要优于现有技术的控制方法。

Description

降压直流-直流转换器的控制方法

技术领域

本发明涉及降压直流-直流变换领域，具体来说是指一种降压直流-直流转换器的控制方法。

背景技术

随着数字电路集成技术飞速的发展，开关电源的数字控制技术越来越成熟，而采用更先进的集成电路工艺可以极大地降低数字控制器的成本和功耗，其综合性能好于模拟控制器。数字控制算法可实现很好的控制效果，其中很多算法在模拟域是不可行的，所以优化的数字控制算法是一个研究热点。

线性控制具有结构简单，控制效果中庸、可控等特点，适用于高频(兆赫兹范围)、低功耗(几瓦)的开关电源。一个典型的例子就是电压模式的数字PID控制器，它可以通过两种途径进行设计：(1)将连续时间s域映射到离散时间z域；(2)直接进行数字域设计并保留可编程的系数写入通道。线性控制决定了其瞬态响应时间较长。

作为非线性控制的代表，滑膜控制适合直流-直流转换器的可变结构***特性，所以收敛速度更快的基于数字脉冲宽度调制器(PWM)的滑膜控制算法被设计出来。而非线性特性使***的稳定性不好。

一种包含线性和非线性控制器的混合控制方法可以达到良好的稳态和瞬态性能。但此方法仍然不能解决非线性控制器的稳定性问题，而工作状态的切换也很难建模分析。

如果采用电流传感器获得每周期的电感电流，即可采用一种双环预测无差拍的数字控制方法(Dead-beat Control)。此方法属于电流控制且具有电流保护特性和很小的纹波。此双环控制采用外部电压环和内部电流环相结合的方法。无差拍控制位于内部的电流环路，根据转换器的离散模型，此方法迫使下一开关周期的电感电流跟踪参考电流，据此产生期望的脉冲宽度调制信号。而参考电流多来自于传统的外环电压。此控制方法的缺点在于预测控制只在电流环执行而未在电压环执行，这限制了此控制器的瞬态性能。

综上所述，现有的控制器各有优缺点，设计在稳态和瞬态良好运行的数字控制算法还需根据转换器离散模型和数字控制的特点，对现有算法进行改进或者设计新的控制方法。

发明内容

本发明旨在提出一种稳定性和瞬态特性都要优于现有技术的降压直流-直流转换器的控制方法。

本发明提供了一种降压直流-直流转换器的控制方法，该降压直流-直流转换器由经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号驱动，且该降压直流-直流转换器具有由电感和电容组成的滤波电路，该控制方法包括：

a.将开关周期、电平跳变时间、高电平时间作为所述控制方法的控制变量，其中开关周期是经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号的周期，电平跳变时间是从开关周期开始到首次产生电平跳变的时间，高电平时间是开关周期内首次产生电平跳变到电平再跳回的时间；

b.将开关周期分成[0；τ₁]、[τ₁；τ₁+T₁]、[τ₁+T₁；T_e]三个时间段，对于其中每个时间段，分别将电感的电流的变化量、电容的电压的变化量用开关周期、电平跳变时间、高电平时间、以及与电感与电容的电流或电压来表示；

c.将所述三个时间段的每个时间段的电感的电流的变化量、电容的电压的变化量分别加和，得到一个开关周期内电感的电流的变化量、一个开关周期内电容的电压的变化量用开关周期、电平跳变时间、高电平时间、以及与电感与电容的电流或电压的表示式；

d.在给定开关周期的情况下，从一个开关周期内电感的电流的变化量、一个开关周期内电容的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间、高电平时间用电感与电容的电流或电压、一个开关周期内电感的电流的变化量、一个开关周期内电容的电压的变化量的关系式；

e.从所述关系式计算出电平跳变时间、高电平时间，从而以开关周期、电平跳变时间、高电平时间进行控制。

可选地，所述一个开关周期内电感的电流的变化量、电感与电容的电流通过施加到降压直流-直流转换器上的电流传感器测得。

可选地，所述一个开关周期内电容的电压的变化量通过增加用于存储两个相邻开关周期之间的电容电压差的寄存器得到。

本发明改变了现有技术中脉冲宽度调制信号的产生模式，将一个开关周期划分为三个部分，由开关周期、电平跳变时间、高电平时间三个控制变量进行控制，而现有技术中降压直流-直流转换器的控制方法仅由开关周期和高电平时间两个控制变量控制。本发明由两个控制变量改为三个控制变量，可以准确的体现出相同占空比不同高电平跳变时间的脉冲宽度调制信号对电容电压的不同控制效果，因此该方法可以极大地加快降压直流-直流转换器在负载突变的情况下响应恢复的时间和幅度，与现有技术相比，其可靠性、稳态特性和瞬态特性都有了显著提高。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是本发明提出的一种降压直流-直流转换器的控制方法的流程图；

图2是本发明提出的降压直流-直流转换器的控制***的框图；

图3是降压直流-直流变换器的控制模型结构图；

图4是脉冲宽度调制信号的波形图；

图5是相同占空比、不同高电平跳变时间对状态变量的影响示意图；

图6是根据本发明的实施例与现有技术的无差拍控制方法在相同转换器负载突变时的瞬态响应对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的实施例作详细描述。

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。

如图1结合图3所示，本发明提供了一种直流-直流转换器的控制方法。该降压直流-直流转换器由经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号d驱动，且该降压直流-直流转换器具有由电感L和电容C组成的滤波电路，该控制方法包括：

a.将开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁作为所述控制方法的控制变量，其中开关周期T_e是经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号d的周期，电平跳变时间τ₁是从开关周期开始到首次产生电平跳变的时间，高电平时间T₁是开关周期内首次产生电平跳变到电平再跳回的时间；

b.将开关周期T_e分成[0；τ₁]、[τ₁；τ₁+T₁]、[τ₁+T₁；T_e]三个时间段，对于其中每个时间段，分别将电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量用开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁、以及与电感L与电容C的电流或电压来表示；

c.将所述三个时间段的每个时间段的电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量分别加和，得到一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量用开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁、以及与电感L与电容C的电流或电压的表示式；

d.在给定开关周期T_e的情况下，从一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁用电感L与电容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量的关系式；

e.从所述关系式计算出电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁，从而以开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁进行控制。

接下来，将结合一个具体实施方式对本发明提出的方法进行详细描述。

如图3所示，一个基本的降压型直流-直流转换器由经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号d驱动，控制功率MOSFET(包括功率PMOS和功率NMOS)的导通或者关断。功率PMOS的源极接至电源E；功率NMOS的源极接至地0。电路中的滤波器件由电感L和电容C组成，并通过负载R_L阻值的变化产生扰动，对输出电压Vo产生影响。此电路中重要的状态变化包括电感电流I_L和电容电压V_C。本发明的说明中还将用到电容电流I_C和负载电流I_O这两个变量。

首先，需要建立图3所示的降压直流-直流转换器的一阶离散时间状态空间模型。图1中的开关电源信号V_LX通过LC低通滤波器对负载R_L产生一个恒定的输出电压Vo。需要注意的是，在接下来的设计中，忽略了电容的等效串联电阻(ESR)，故输出电压Vo可视为与电容电压V_C相等。本发明仅限于电感电流连续导电模式(CCM)。假设在一个开关周期T_e内，负载电流I_O只有很小的变化，即负载电流的变化量趋近于0(ΔI_o(k)≈0)，则在一个开关周期T_e内，输入变量可假设为不变。基于以上假设和分析，降压型直流-直流转换器的一阶离散时间状态空间模型可表示为：

$x(k+1)=\left[\begin{array}{cc}1& -\frac{T_e}{L}\\ \frac{T_e}{C}& 1\end{array}\right]x\left(k\right)+\left[\begin{array}{cc}\frac{T_e}{L}& \frac{T_e^2}{2\mathrm{LC}}\\ \frac{T_e^2}{2\mathrm{LC}}& -\frac{T_e}{C}\end{array}\right]u\left(k\right)$

其中， $x\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{I}_L\left(k\right)\\ V_C\left(k\right)\end{array}\right],$ 为该一阶离散时间状态空间模型的当前输出，即第k个开关周期的输出，x(k+1)则是第k+1个开关周期的输出；u(k)为系数函数，当PMOS导通时， $u\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}E\\ I_o\left(k\right)\end{array}\right],$ 当NMOS导通时， $u\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}0\\ I_o\left(k\right)\end{array}\right].$ 降压转换器行为特性可通过对离散时间状态空间的描述进行分析。本发明提出的控制器目标就是在下一个开关周期(k+1)T_e使得电感电流和电容电压等于开关周期最末时刻的参考电流和电压。

接着将开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁作为所述控制方法的控制变量。

如图4所示，是所述快速瞬态响应方法中脉冲宽度调制信号的波形样式。现有的反馈控制器的目标是产生一个可变的占空比来调节负载瞬态。而本发明改变了脉冲宽度调制的产生模式，即将一个开关周期T_e划分为三个部分，由两个变量τ₁和T₁控制。其中，τ₁控制周期内产生高电平的时间，即电平首次跳变时间；T₁控制占空比。也就是说，以前由周期和高电平时间两个变量控制的脉冲宽度调制信号，改为由τ₁、T₁和T_e三个变量控制。

图5解释了采用新的脉冲宽度调制信号对电感电流I_L和电容电压V_C两个状态变量的影响。如图5所示，一个开关周期内两个控制信号(实线的PWM信号1和虚线的PWM信号2)的变化情况如下：两信号占空比相同，即T₁＝T₂；而两信号的周期内首次电平跳变时间不同，即τ₂>τ₁。电感电流在此周期内的变化量相同，即ΔI_L1＝ΔI_L2；而电容电压在信号1驱动下的增量ΔV_C1大于ΔV_C2。显而易见的，图5揭示了一个现象：相同占空比、不同高电平跳变时间的脉冲宽度调制信号对电容电压，即本发明中的输出电压的控制效果不同。电路参量中τ的取值会影响输出电压的变化。本发明就基于此现象进行控制算法的设计，目标是瞬态条件下更快速的收敛方法。

接下来，将详细探讨τ₁、T₁和T_e三个变量与降压直流-直流转换器的关系。

首先，针对图5中电感电流变化情况进行分析，即对一个开关周期内电感电流变化量求解。如图4所示，一个开关周期T_e被变量τ₁和T₁划分为3个时间段，并将所有当前周期的电流变化量定义为：

ΔI_i(k)＝I_i(k+1)-I_i(k)

故两相邻周期电感电流的变化量ΔI_L(k)可表示为3时间段[0；τ₁]，[τ₁；τ₁+T₁]，[τ₁+T₁；T_e]变化量的求和：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{I}_{L1}\left(k\right)=-\frac{1}{L}{V}_C\left(k\right){\mathrm{\τ}}_1\\ \mathrm{\Δ}{I}_{L2}\left(k\right)=-\frac{1}{L}(-E{T}_1+V_C\left(k\right)T_1)\\ \mathrm{\Δ}{I}_{L3}\left(k\right)=-\frac{1}{L}(V_C\left(k\right)T_e-V_C\left(k\right){\mathrm{\τ}}_1-V_C\left(k\right)T_1)\end{array}\right.$

将以上3段电流变化量相加，即可得到一个开关周期的电感电流总变化量：

$\mathrm{\Δ}{I}_L\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{I}_{\mathrm{Li}}\left(k\right)=\frac{1}{L}(E\·T_1\left(k\right)-V_C\left(k\right)\·T_e)$

由上式可知，电感电流的变化量ΔI_L(k)与T₁和电容电压V_C(k)有关。采用预测算法，下一周期的T₁取值可表示为：

$T_1(k+1)=\frac{L}{E}\mathrm{\Δ}{I}_L\left(k\right)+\frac{T_e}{E}{V}_C\left(k\right)$

接下来，针对图5中电容电压变化情况进行分析，即对一个开关周期内电压变化量求解。仍按照以上3个时间段进行分析，各自的电容电流可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{C1}\left(t\right)=I_C\left(k\right)+{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)\·t\\ I_{C2}\left(t\right)=I_C\left(k\right)+{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)\·{\mathrm{\τ}}_1+{\stackrel{\·}{I}}_{C1}\left(k\right)\·t\\ I_{C3}\left(t\right)=I_C\left(k\right)+{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)\·{\mathrm{\τ}}_1+{\stackrel{\·}{I}}_{C1}\left(k\right)\·T_1+{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)\·t\end{array}\right.$

其中I_C(k)为周期开始时刻的电容电流，和分别为τ₁和T₁时间段内电容电流的变化率。本发明定义ΔV_C(k+1)＝V_C(k+1)-V_C(k)，则在一个开关周期内电容电压的变化量可表示为以下3段变化量之和：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{V}_{C1}(k+1)=\frac{1}{C}\underset{0}{\overset{{\mathrm{\τ}}_1}{\∫}}{I}_{C1}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ \mathrm{\Δ}{V}_{C2}(k+1)=\frac{1}{C}\underset{{\mathrm{\τ}}_1}{\overset{T_1}{\∫}}{I}_{C2}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ \mathrm{\Δ}{V}_{C3}(k+1)=\frac{1}{C}\underset{{\mathrm{\τ}}_1+T_1}{\overset{T_e}{\∫}}{I}_{C3}\left(t\right)\mathrm{dt}\end{array}\right.$

即为

$\mathrm{\Δ}{V}_C(k+1)=\underset{i=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{Ci}}(k+1)=b_1(k+1)\·{\mathrm{\τ}}_1(k+1)+b_0(k+1)$

其中

$b_1(k+1)=-\frac{E\·T_1(k+1)}{\mathrm{LC}}$

$b_0(k+1)=-\frac{E}{2\mathrm{LC}}{T}_1{(k+1)}^2+\frac{E{T}_e}{\mathrm{LC}}{T}_1(k+1)+\frac{I_C\left(k\right)}{C}{T}_e+\frac{{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)}{2C}{T}_e^2$

由上式可反推得到下一周期τ₁的表达式如下：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_1(k+1)=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_C(k+1)-b_0(k+1)}{b_1(k+1)}\\ =T_e-\frac{T_1(k+1)}{2}+\frac{L}{2E\·T_1(k+1)}(2I_C\left(k\right)T_e+{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)T_e^2-2C\·\mathrm{\Δ}{V}_C(k+1))\end{array}$

综合上述结论，电路的控制变量T₁和τ₁由以下变量确定：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1(k+1)=f(\mathrm{\Δ}{I}_L\left(k\right),V_C\left(k\right))\\ {\mathrm{\τ}}_1(k+1)=g(T_1(k+1),I_C\left(k\right),{\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right),\mathrm{\Δ}{V}_C(k+1))\end{array}\right.$

通过上式，可建立本发明快速瞬态响应方法的控制模型。电感电流变化量ΔI_L(k)和电容电流I_C(k)可通过施加在直流-直流转换器上的电流传感器得到。在本发明中，ΔV_C(k+1)被定义为：

ΔV_C(k+1)＝V_C(k+1)-V_C(k)

此变量可通过控制器内部增加一个寄存器实现两个相邻周期电压差得到。是在时间段τ₁(k)内电容电流的变化率。并给出以下两个推断：1)输出电流I_o(k)在相邻周期内变化很小。2)由于在τ₁(k)时间段内电容和电感的接地端处于相同电位，所以V_L(k)＝-V_C(k)。基于以上推断，可以推导得到：

${\stackrel{\·}{I}}_{C0}\left(k\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{I}_C\left(k\right)}{\mathrm{\Δt}}=\frac{\mathrm{\Δ}{I}_L\left(k\right)}{\mathrm{\Δt}}=\frac{V_L\left(k\right)}{L}=-\frac{V_C\left(k\right)}{L}$

通过上述分析，此快速瞬态响应控制器对恒定开关周期的直流-直流变换器的控制参量τ₁、T₁和T_e可以通过直接耦合电压和感应电流，并按照上述方法进行计算获得。

也就是说，本发明将开关周期T_e分成[0；τ₁]、[τ₁；τ₁+T₁]、[τ₁+T₁；T_e]三个时间段，对于其中每个时间段，分别将电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量用开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、占空比T₁、以及与电感L与电容C的电流或电压来表示。然后，将所述三个时间段的每个时间段的电感L的电流的变化量、电容C的电压的变化量分别加和，得到一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量用开关周期T_e、电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁、以及与电感L与电容C的电流或电压的表示式。在给定开关周期T_e的情况下，从一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间τ₁、占空比T₁用电感L与电容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量的关系式。由于电感L与电容C的电流或电压、一个开关周期内电感L的电流的变化量、一个开关周期内电容C的电压的变化量都是可测的，例如一个开关周期内电感(L)的电流的变化量、电感(L)与电容(C)的电流可以通过施加到降压直流-直流转换器上的电流传感器测得，一个开关周期内电容(C)的电压的变化量通过增加用于存储两个相邻开关周期之间的电容电压差的寄存器得到，因此可以求得电平跳变时间τ₁、高电平时间T₁。

当三个控制变量都求出或已知时，就可以以这三个控制变量进行控制。

最后，为验证上述控制方法，本发明在一个低功耗直流-直流转换器上实施，以仿真的方法验证其在负载扰动情况下收敛的快速性。此降压转换器将3V输入直流电压转换成1.5V直流电压。默认开关频率1MHz，滤波电感L＝4.7μH，滤波电容C＝22μF，负载电流由0.3A变换至0.5A。与其作对比的是基于预测方法的无差拍控制方法(Dead-beat control)。图6为两个控制方法的输出电压(a)和电感电流(b)随时间的瞬态响应情况。本发明在此负载突变情况下的恢复时间为2μs，而无差拍控制的恢复时间为12μs。本发明的过冲电压为2.5mV，而无差拍控制的过冲电压为15mV。电感电流的快速响应也可以同样说明本发明的优越性。由此可见，本发明在瞬态条件下的控制效果优于现有的无差拍控制。

相应的，如图2所示，本发明的控制方法主要实现在FPGA的数字控制器中，用于控制数字脉冲宽度调制器产生的脉冲宽度调制信号d。降压直流-直流变换器的输出电压通过模数转换器转换为数字量输入到数字控制器进行控制。

本发明可以极大地加快降压直流-直流转换器在负载突变的情况下响应恢复的时间和幅度，与现有技术相比，其可靠性、稳态特性和瞬态特性都有了显著提高。

虽然关于示例实施例及其优点已经详细说明，应当理解在不脱离本发明的精神和所附权利要求限定的保护范围的情况下，可以对这些实施例进行各种变化、替换和修改。对于其他实施例，本领域的普通技术人员应当容易理解在保持本发明保护范围内的同时，该快速瞬态响应方法也可用于其他数字控制电路。

Claims (3)

1.一种降压直流-直流转换器的控制方法，该降压直流-直流转换器由经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号(d)驱动，且该降压直流-直流转换器具有由电感(L)和电容(C)组成的滤波电路，该控制方法包括：

a.将开关周期(T_e)、电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)作为所述控制方法的控制变量，其中开关周期(T_e)是经过死区时间矫正的脉冲宽度调制信号(d)的周期，电平跳变时间(τ₁)是从开关周期开始到首次产生电平跳变的时间，高电平时间(T₁)是开关周期内首次产生电平跳变到电平再跳回的时间；

b.将开关周期(T_e)分成[0；τ₁]、[τ₁；τ₁+T₁]、[τ₁+T₁；T_e]三个时间段，对于其中每个时间段，分别将电感(L)的电流的变化量、电容(C)的电压的变化量用开关周期(T_e)、电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)、以及与电感(L)与电容(C)的电流或电压来表示；

c.将所述三个时间段的每个时间段的电感(L)的电流的变化量、电容(C)的电压的变化量分别加和，得到一个开关周期内电感(L)的电流的变化量、一个开关周期内电容(C)的电压的变化量用开关周期(T_e)、电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)、以及与电感(L)与电容(C)的电流或电压的表示式；

d.在给定开关周期(T_e)的情况下，从一个开关周期内电感(L)的电流的变化量、一个开关周期内电容(C)的电压的变化量的表示式中，推导出电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)用电感(L)与电容(C)的电流或电压、一个开关周期内电感(L)的电流的变化量、一个开关周期内电容(C)的电压的变化量的关系式；

e.从所述关系式计算出电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)，从而以开关周期(T_e)、电平跳变时间(τ₁)、高电平时间(T₁)进行控制。

2.根据权利要求1的控制方法，其中一个开关周期内电感(L)的电流的变化量、电感(L)与电容(C)的电流通过施加到降压直流-直流转换器上的电流传感器测得。

3.根据权利要求1的控制方法，其中一个开关周期内电容(C)的电压的变化量通过增加用于存储两个相邻开关周期之间的电容电压差的寄存器得到。