CN104333521A - Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** - Google Patents
Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** Download PDFInfo
- Publication number
- CN104333521A CN104333521A CN201410360190.8A CN201410360190A CN104333521A CN 104333521 A CN104333521 A CN 104333521A CN 201410360190 A CN201410360190 A CN 201410360190A CN 104333521 A CN104333521 A CN 104333521A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- beam figuration
- current
- figuration vector
- launching beam
- via node
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法包括步骤A:获取发射波束赋形向量ti和tj;步骤B:获取当前的接收波束赋形向量ci和cj;步骤C:更新当前的发射波束赋形向量和步骤D:判断收敛指示参数的值是否小于参考阈值,若否,返回执行步骤B,若是,执行步骤E;步骤E:获取中继节点Ri、Rj的放大系数γi及γj;步骤F:获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号;步骤G:获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及步骤H:通过目的节点D接收并解调上述发射波束赋形信号。上述发明可抑制IRI。本发明还涉及相关***。
Description
技术领域
本发明涉及一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及***。
背景技术
MIMO(Multiple-Input Multiple-Output,多输入多输出)***是一项运用于LTE、WiMAX、WiFi等通信标准的核心技术,其允许多个天线同时发送和接收多个空间流,并能够区分发往或来自不同空间方位的信号。
在现有的单向中继技术中,半双工模式下的双路连续中继技术可有效提高频谱效率,从而成为一种极具吸引力的***方案。典型的双路连续中继***包括一个源节点,一个目的节点D以及两个固定中继节点R1、R2,由两个中继节点交替进行源信号的接收和转发。从源节点的角度来看,由于可以利用两个中继节点连续传输信号,因而即使目的节点超出其所覆盖的信号范围,也不会因此导致传输中断。
尽管如此,双路连续中继技术仍存在一个主要问题,即连续中继过程中存在的中继间干扰(Inter-Relay Interference,IRI)可能会影响到整个***的性能。
在解码转发(Decode-and-Forward,DF)中继***中,一般可在 中继节点进行符号检测以消除IRI。然而,在放大转发中继***中进行IRI抑制更具挑战性。这是因为,在放大转发中继***中,中继间的干扰及噪声信号往往会被放大,并随着信号一起发送到目的节点,从而降低了***接收机的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio,SINR)。为抑制放大转发中继***中的IRI,现有方法通常采用部分干扰消除(Partial Interference Cancellation,PIC)(请参见参考文献[1])、完全干扰消除(Full Interference Cancellation,FIC)(请参见参考文献[2])、连续干扰消除(Successive Interference Cancellation,SIC)(请参见参考文献[3])等技术以加强信号的检测能力,其中,参考文献[1]为B.Rankov and A.Wittneben,“Spectral efficient protocols for halfduplex fading relay channels,”IEEE J.Sel.Areas Commun.,vol.25,no.2,pp.379-389,Feb.2007;参考文献[2]为C.Luo,Y.Gong,and F.Zheng,“Full interference cancellation for two-path relay cooperative networks,”IEEE Trans.Veh.Technol.,vol.60,no.1,pp.343-347,Jan.2011;参考文献[3]为J.-S.Baek and J.-S.Seo,“Efficient iterative SIC and detection for two-path cooperative block transmission relaying,”IEEE Commun.Lett.,vol.16,no.2,pp.199-201,Feb.2012。然而,这些方法仅适用于单天线的中继节点,并不能直接应用于采用多天线技术的中继节点,从而使得目前的具有多天线的放大转发中继***中仍不能很好地消除中继节点间的干扰。
发明内容
针对现有技术的不足,本发明的目的旨在于提供一种可抑制IRI的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及***。
为实现上述目的,本发明采用如下技术方案:
一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其包括以下步骤:
步骤A:通过中继节点Ri获取中继节点Ri的发射波束赋形向量ti,以及通过中继节点Rj获取中继节点Rj的发射波束赋形向量tj;
步骤B:结合中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti以及Rj的上一发射波束赋形向量tj处理获取中继节点Ri的当前的接收波束赋形向量ci,以及结合中继节点Rj的上一发射波束赋形向量tj以及中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti处理获取中继节点Rj的当前的接收波束赋形向量cj;
步骤C:结合中继节点Ri当前的接收波束赋形向量ci、中继节点Rj当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量tj和限制条件||ti||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量以及结合当前的接收波束赋形向量cj、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量ti和限制条件||tj||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量
步骤D:计算获取收敛指示参数,判断收敛指示参数是否小于参考阈值,若否,执行步骤B;若是,则执行步骤E;
步骤E:结合当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Ri的放大系数γi,以及结合当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Rj的放 大系数γj;
步骤F:通过中继节点Rj根据放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj、当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发射出当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
步骤G:通过中继节点Ri根据放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci、当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及
步骤H:通过目的节点D接收来自中继节点Rj或中继节点Ri的发射波束赋形信号,并解调该发射波束赋形信号。
本发明还涉及以下技术方案:
一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其包括以下模块:
模块A:通过中继节点Ri获取中继节点Ri的发射波束赋形向量ti,以及通过中继节点Rj获取中继节点Rj的发射波束赋形向量tj;
模块B:结合中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti以及Rj的上一发射波束赋形向量tj处理获取中继节点Ri的当前的接收波束赋形向量ci,以及结合中继节点Rj的上一发射波束赋形向量tj以及中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti处理获取中继节点Rj的当前的接收波束赋形向量cj;
模块C:结合中继节点Ri当前的接收波束赋形向量ci、中继节点 Rj当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量tj和限制条件||ti||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量以及结合当前的接收波束赋形向量cj、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量ti和限制条件||tj||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量
模块D:计算获取收敛指示参数,判断收敛指示参数是否小于参考阈值,若否,执行步骤B;若是,则执行步骤E;
模块E:结合当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Ri的放大系数γi,以及结合当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Rj的放大系数γj;
模块F:通过中继节点Rj根据放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj、当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发射出当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
模块G:通过中继节点Ri根据放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci、当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及
模块H:通过目的节点D接收来自中继节点Rj或中继节点Ri的发射波束赋形信号,并解调该发射波束赋形信号。
本发明的有益效果如下:
本发明基于不同传输路径的SINR的耦合关系充分利用双路连续 中继***在连续时隙间交替传输信号时的空间域自由度,将目的节点连续两个时隙的接收信号的均方差(Mean Squared Error,MSE)之和最小化,从而大幅抑制了MIMO双路连续中继节点间的IRI,有效提高了源节点S到目的节点D的性能。特别地,当IRI较为严重时,本发明所提出的IRI抑制方法对***性能的改善比现有传统方法更为明显。此外,为充分利用两个中继节点的波束赋形向量之间的耦合关系,本发明采用将代价方程最小化的迭代式处理方法,以实现对波束赋形向量估计值的进一步优化。由于该方法考虑了两个传输时隙的平均解调性能,可有效降低符号误码率(Symbol Error Rate,SER)。
附图说明
图1为本发明MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法的较佳实施方式的流程图。
下面将结合附图以及具体实施方式,对本发明做进一步描述:
具体实施方式
请参见图1,本发明涉及一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其较佳实施方式包括假设节点Ri和Rj处均配有M根用于发射与接收波束赋形信号的天线,其中M为大于2的整数。为简化模型,假设源节点S和目的节点D分别配有单根发送天线与单根接收天线。“覆盖盲区”场景为现实网络中的一种较为典型的场景,即由于传输过程存在障碍物(如高楼等)而导致源节点S发送的信号不能直接到达目的节点D。在此情况下,引入中继***可有效解决“覆 盖盲区”问题。以下以“覆盖盲区”场景为例说明本发明的一种具体实施方式。
请参见图1,本发明涉及一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其较佳实施方式包括以下步骤:
步骤A:通过中继节点Ri获取中继节点Ri的发射波束赋形向量ti,以及通过中继节点Rj获取中继节点Rj的发射波束赋形向量tj;
具体地,分别根据以下公式Ii和公式Ij计算中继节点Ri和Rj的发射波束赋形向量ti和发射波束赋形向量tj,可使得目的节点D的接收功率最大;其中,公式Ii为
公式Ij为
其中,下标i和j分别表示连续的偶数时隙和奇数时隙,满足条件i≠j, 表示模2操作;
gi表示中继节点Ri和目的节点D之间的M维共轭信道向量,gj表示中继节点Rj和目的节点D之间的M维共轭信道向量。
步骤B:结合中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti以及Rj的上一发射波束赋形向量tj处理获取中继节点Ri的当前的接收波束赋形向量ci,以及结合中继节点Rj的上一发射波束赋形向量tj以及中继节 点Ri的上一发射波束赋形向量ti处理获取中继节点Rj的当前的接收波束赋形向量cj;
具体地,根据以下公式IIj和发射波束赋形向量tj计算中继节点Rj的接收波束赋形向量cj,以及根据以下公式IIi和发射波束赋形向量ti计算中继节点Ri的接收波束赋形向量ci;公式IIi为
其中,Ri是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Rj到中继节点Ri间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hi表示S向Ri发送的M维信道向量;表示向量tj的外积,且满足rank(Tj)=1,矩阵Ηi和Gi表示其所对应的向量的外乘积,即:
公式IIj为
其中,Rj是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Ri到中继节点Rj间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hj表示S向Rj发送的M维信道向量;表示向量ti的外积,且满足rank(Ti)=1,矩阵Ηj和Gj表示其所对应的向量的外乘积,即:
步骤C:结合中继节点Ri当前的接收波束赋形向量ci、中继节点Rj当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量tj和限制条件||ti||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量以及结合当前的接收波 束赋形向量cj、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量ti和限制条件||tj||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量
步骤C包括以下子步骤:
步骤C1:结合所获取的当前接收波束赋形向量ci和限制条件||ti||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λi,以及结合所获取的当前接收波束赋形向量cj和限制条件||tj||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λj;
步骤C2:结合公式IVi、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量tj和对应的拉格朗日乘数λi获取当前的发射波束赋形向量以及结合公式IVj、当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量ti和拉格朗日乘数λj获取当前的发射波束赋形向量公式IVi为
公式IVj为
步骤D:计算获取收敛指示参数,判断收敛指示参数的值是否小于参考阈值,若否,执行步骤B;若是,则执行步骤E;
本实施例,上述收敛指示参数为当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti的差值之模值以及当前的发射波束赋形向量 和上一发射波束赋形向量tj的差值之模值之和,或者为计算当前的发射波束赋形向量ti或计算当前的发射波束赋形向量tj的所累积的 预设迭代次数,或者为当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差及当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量tj之间的均方误差之和,或者为当前迭代处理周期内当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差与上一迭代处理周期内该波束赋形向量对应的均方误差的差值。
由于发射波束赋形向量 的数值的变化量随着迭代次数的增加而趋于减小,因此,如果和该变化量相关的收敛指示参数的值小于足够小的参考阈值;则和的取值将最终收敛至一个固定解。
因此,可根据实现复杂度、***计算延迟等实际限制条件,从上述两种判断迭代处理退出的条件中选取一种,以实现获取最优的发射波束赋形向量。
步骤E:结合当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Ri的放大系数γi,以及结合当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Rj的放大系数γj;
具体地,分别根据以下公式Vi和公式Vj计算放大系数γi和放大系数γj,公式Vi为
公式Vj为
步骤F:通过中继节点Rj根据放大系数γj、当前的接收波束赋形 向量cj、当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发射出当前奇数时隙的发射波束赋形信号;本步骤具体包括以下子步骤:
步骤F1:通过中继节点Rj根据以下公式VI、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Rj在上一奇数时隙所接收的信号uj,该公式VI为
其中,变量nrj(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量。
步骤F2:通过中继节点Rj根据公式VII、在上一奇数时隙所接收的信号uj、放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算得到中继节点Rj当前奇数时隙的待发送信号zj;公式VII为
zj(k)=γjuj(k-1);以及
步骤F3:通过中继节点Rj将当前的发射波束赋形向量tj与当前奇数时隙的待发送信号zj相乘以构成上述当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前奇数时隙的发射波束赋形信号。
步骤G:通过中继节点Ri根据放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci、当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出当前偶数时隙的发射波束赋形信号。本步骤还包括以下子步骤:
步骤G1:通过中继节点Ri根据以下公式VIII、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Ri在上 一偶数时隙所接收的信号ui,该公式VIII为
其中,hi表示源节点S向Ri发送的M维信道向量,变量nri(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量。
步骤G2:通过中继节点Ri根据公式IX、在上一偶数时隙所接收的信号ui、放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算得到中继节点Ri当前偶数时隙的待发送信号zi;公式IX为
zi(k)=γiui(k-1);
步骤G3:通过中继节点Ri将当前的发射波束赋形向量ti与待发送信号zi相乘以构成上述当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及
步骤H:通过目的节点D接收来自中继节点Rj或中继节点Ri的发射波束赋形信号,并解调该发射波束赋形信号。
下面对获取得到上述相关公式的处理过程进一步描述:
假设在传输长度为L的符号向量s=[s(1),s(2),...,s(L)]T时,信道状态保持不变,且平均传输功率归一化为单位1,即满足E{|s(k)|2}=1。如图1所示,中继节点Ri在偶数时隙k接收源节点S处发送的信号,同时中继节点Rj将上个时隙的接收信号转发至目的节点D。类似地,中继节点Rj在奇数时隙(k+1)接收目的节点S处发送的信号,同时中继节点Ri将上个时隙的接收信号转发至目的节点D。基于该***的对称性,不失一般性,可采用统一表述,即令 表示模2操作。为简化描述,下面仅以中继节点Ri为中心描述对象进行阐述。
由于目的节点S和中继节点Rj同时进行传输,采用波束赋形接收机后,Ri接收到的信号形式如下:
上式中,ui(k)表示中继节点Ri在k时隙通过波束赋形后接收到的信号,hi表示源节点S向中继节点Ri发送的M维信道向量,ci表示相应中继节点Ri处的M维接收波束赋形向量。式(1)中的zj(k)、tj分别代表中继节点Rj的发送信号和相应的波束赋形向量。Ri是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Rj到Ri间的信道。同时,信道的互易性使得***满足条件变量nri(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量。因此可得到目的节点D处接收到的信号yd(k)形式如下:
式(2)中,gj表示中继节点Rj和目的节点D之间的M维共轭信道向量,nd(k)表示目的节点D处方差为的噪声。
从式(1)和(2)可看出,在该双路连续中继***中,每个时隙都有一个中继节点负责接收源节点S处发送的信号,另一中继节点则负责将上个时隙接收到的信号转发至D。由于两个中继节点一直在交替发送和接收信号,数据通信将会一直保持联通状态。因传输L个数据符号需要占用(L+1)个时隙,此时***的频谱效率为当L>>1时,该中继通信***的表现近似于直通***,其频谱效率将逐渐接近1。另一方面,中继***提供的中继分集增益将有利于提高***传输 的鲁棒性。
在放大转发中继***中,两个中继节点发送的信号zi(k),i∈{1,2}与上个时隙接收的信号ui(k-1)之间存在函数关系,即zi(k)=γiui(k-1),这里的γi表示中继节点的放大系数。一般地,选择放大系数需保证单个节点的传输功率归一化为单位1,即E{|z1(k)|2}=E{|z2(k)|2}=1,因此有:
结合式(1)和(2),可知zj(k)、ui(k-1)之间存在一定的关联。据此,可推导得到目的节点D在每个时隙接收的信号如下:
式(4)中,接收信号由四部分信号组成,包括目标信号s(k),噪声nd(k),信号中第二、三部分所表示的IRI以及来自其他中继节点的扩散噪声。
式(3)中的两个放大系数γ1和γ2的取值,由波束赋形向量及信道参数共同决定。因此,在设定中继节点的放大系数之前,应计算出相应的波束赋形向量。
根据式(4)中的传输公式,假定平均符号功率归一化为单位1,即E{|s(k)|2}=1,则两个连续时隙的信号功率分别为和 同理,推导干扰信号加噪声信号的功率也类似,可假设中继节点的传输功率均归一化为单位1,即满足E{|zi(k)|2}=1。因此,两个连续时隙的SINR可计算如下:
式(5)表示由源节点S到目的节点D的SINR,并且已考虑了波束赋形所带来的性能增益。
因此,在多天线中继***中,一个数据帧内的平均理想速率可以达到以下将进一步利用式(5)来计算采用本发明的技术方案所能达到的中继***容量。
为获得更好的目的节点的符号检测性能,应充分利用中继***的两个连续时隙的波束赋形向量之间的耦合性,并采用结合两个连续时隙的一个新的性能评估度量来进行设计,以下进行详细说明。
基于上述基本思路,本发明考虑将连续两个时隙的MSE之和最小化,即等效于将两个中继节点原本独立的MSE性能进行综合平均化,从而实现中继***的整体性能改善与提升。
为将两个连续时隙的MSE之和最小化,可对以下代价方程进行求解:
根据式(4),可分别得到奇数时隙、偶数时隙下的MSE表达式。为便于描述,统一表示为:
式中, 因此,式(6)表示的最小均方差之和可进一步表示为:
留意到,式(8)中并未显式地出现中继节点的放大系数γ1、γ2。实际上,不失一般性,可将放大系数γ1、γ2分别纳入发射波束赋形向量t1、t2中进行处理。换句话说,放大系数主要用于使中继节点的发射功率归一化,因此也可通过将其纳入发射波束赋形向量并限制后者的范数来实现功率的归一化。为简便起见,可假设||t1||2=||t2||2=1。确定波束赋形向量后,即可通过式(3)精确计算γ1、γ2的取值。据此,在处理过程中可主要关注波束赋形向量方向角的调整,以实现对式(6)的优化。
根据式(8)定义的优化准则,均方差之和的最小化取决于四个波束赋形向量,即c1、c2、t1和t2。然而,由于式(8)较为复杂,其最优解可能无法通过解析方法来获取。因此,本发明采用了一种迭代式最小化的处理方法,通过数值计算法得到式(8)的局部最优解。具体地,如果仅就单个波束赋形向量而言,并忽略其他波束赋形变量的变化,则式(8)为一个凸优化问题。针对该函数的凸特性,可对每一个波束赋形向量实施MSE的局部最小化过程。即在每次优化过程中,仅调整其中一个波束赋形向量,而保持其他波束赋形向量不变,再通过迭代处理的方式实现式(8)的最小化。
按照上述思路,对每个接收波束赋形向量的更新,可通过将式(8) 对c1和c2分别求偏导数并对导数值置0而获得,即:
式(9)中仅列出了求偏导的自变量ci,而其他波束赋形参数均被设为常数,因此并未出现在偏导函数中。
另外,考虑到前述的限制条件||ti||=1,可采用拉格朗日乘数法得到两个中继节点的发射波束赋形向量。具体表示为:
式中,λi是||ti||=1条件下所对应的拉格朗日乘数。通过求解式(10),即可得到λi和发射波束赋形向量ti,其中i∈{1,2}。
经过若干数学推导,可得到优化后的每个波束赋形向量的闭合表达式。具体如下:
式(11)中,表示发射波束赋形向量ti的外积,且满足rank(Ti)=1。结合限制条件||ti||2=1,可运用牛顿-拉夫森迭代法[4]得到相应的拉格朗日乘数λi的数值解,然后根据式(11)即可得到发射波束赋形向量ti的解析解。
此外,式(11)中的矩阵Ηi、Gi和Ci满足类似的定义,表示其所对应的向量的外乘积,即:
为使节点D的接收功率最大,可将发射波束赋形向量ti的初始值设为:
在后续的迭代优化过程中,每次仅对单个目标波束赋形向量进行优化,其他变量直至下一步之前均保持不变。以此类推,图1所示的优化过程将持续迭代,直至满足该退出条件为止。该退出条件可包括但不限于以下范例:式(11)的输出数值不大于参考阈值;或者迭代次数达到所预设的最大迭代次数。
对于本领域的技术人员来说,可根据以上描述的技术方案以及构思,做出其它各种相应的改变以及变形,而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (14)
1.一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:
其包括以下步骤:
步骤A:通过中继节点Ri获取中继节点Ri的发射波束赋形向量ti,以及通过中继节点Rj获取中继节点Rj的发射波束赋形向量tj;
步骤B:结合中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti以及Rj的上一发射波束赋形向量tj处理获取中继节点Ri的当前的接收波束赋形向量ci,以及结合中继节点Rj的上一发射波束赋形向量tj以及中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti处理获取中继节点Rj的当前的接收波束赋形向量cj;
步骤C:结合中继节点Ri当前的接收波束赋形向量ci、中继节点Rj当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量tj和限制条件||ti||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量以及结合当前的接收波束赋形向量cj、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量ti和限制条件||tj||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量
步骤D:计算获取收敛指示参数,判断收敛指示参数的值是否小于参考阈值,若否,执行步骤B;若是,则执行步骤E;
步骤E:结合当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Ri的放大系数γi,以及结合当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Rj的放大系数γj;
步骤F:通过中继节点Rj根据放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj、当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发射出当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
步骤G:通过中继节点Ri根据放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci、当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及
步骤H:通过目的节点D接收来自中继节点Rj或中继节点Ri的发射波束赋形信号,并解调该发射波束赋形信号。
2.如权利要求1所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:步骤A分别根据以下公式Ii和公式Ij计算中继节点Ri和Rj的发射波束赋形向量ti和发射波束赋形向量tj;其中,公式Ii为公式Ij为其中,下标i和j分别表示连续的偶数时隙和奇数时隙,满足条件i≠j, 表示模2操作;gi表示中继节点Ri和目的节点D之间的M维共轭信道向量,gj表示中继节点Rj和目的节点D之间的M维共轭信道向量。
3.如权利要求2所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:步骤B根据以下公式IIj和发射波束赋形向量tj计算中继节点Rj的接收波束赋形向量cj,以及根据以下公式IIi和发射波束赋形向量ti计算中继节点Ri的接收波束赋形向量ci;公式IIi为 其中,Ri是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Rj到中继节点Ri间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hi表示S向Ri发送的M维信道向量;表示向量tj的外积,且满足rank(Tj)=1,矩阵Ηi和Gi表示其所对应的向量的外乘积,即:
公式IIj为 其中,Rj是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Ri到中继节点Rj间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hj表示S向Rj发送的M维信道向量;表示向量ti的外积,且满足rank(Ti)=1,矩阵Ηj和Gj表示其所对应的向量的外乘积,即:
4.如权利要求3所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:步骤C包括以下子步骤:
步骤C1:结合所获取的当前接收波束赋形向量ci和限制条件||ti||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λi,以及结合所获取的当前接收波束赋形向量cj和限制条件||tj||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λj;以及
步骤C2:结合公式IVi、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量tj和对应的拉格朗日乘数λi获取当前的发射波束赋形向量以及结合公式IVj、当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量ti和拉格朗日乘数λj获取当前的发射波束赋形向量公式IVi为 公式IVj为
5.如权利要求4所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:步骤E分别根据以下公式Vi和公式Vj计算放大系数γi和放大系数γj,公式Vi为 公式Vj为
6.如权利要求5所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:步骤F包括以下子步骤:
步骤F1:通过中继节点Rj根据以下公式VI、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Rj在上一奇数时隙所接收的信号uj,该公式VI为其中,变量nrj(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量;
步骤F2:通过中继节点Rj根据公式VII、在上一奇数时隙所接收的信号uj、放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算得到中继节点Rj当前奇数时隙的待发送信号zj;公式VII为zj(k)=γjuj(k-1);以及
步骤F3:通过中继节点Rj将当前的发射波束赋形向量tj与当前奇数时隙的待发送信号zj相乘以构成上述当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
步骤G包括以下子步骤:
步骤G1:通过中继节点Ri根据以下公式VIII、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Ri在上一偶数时隙所接收的信号ui,该公式VIII为其中,hi表示源节点S向Ri发送的M维信道向量,变量nri(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量;
步骤G2:通过中继节点Ri根据公式IX、在上一偶数时隙所接收的信号ui、放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算得到中继节点Ri当前偶数时隙的待发送信号zi;公式IX为zi(k)=γiui(k-1);以及
步骤G3:通过中继节点Ri将当前的发射波束赋形向量ti与待发送信号zi相乘以构成上述当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前偶数时隙的发射波束赋形信号。
7.如权利要求1所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除方法,其特征在于:上述收敛指示参数为当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti的差值之模值以及当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量tj的差值之模值之和,或者为计算当前的发射波束赋形向量ti或计算当前的发射波束赋形向量tj的所累积的预设迭代次数,或者为当前的发射波束赋形向量t和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差及当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量tj之间的均方误差之和,或者为当前迭代处理周期内当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差与上一迭代处理周期内该波束赋形向量对应的均方误差的差值。
8.一种MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:
其包括以下模块:
模块A:通过中继节点Ri获取中继节点Ri的发射波束赋形向量ti,以及通过中继节点Rj获取中继节点Rj的发射波束赋形向量tj;
模块B:结合中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti以及Rj的上一发射波束赋形向量tj处理获取中继节点Ri的当前的接收波束赋形向量ci,以及结合中继节点Rj的上一发射波束赋形向量tj以及中继节点Ri的上一发射波束赋形向量ti处理获取中继节点Rj的当前的接收波束赋形向量cj;
模块C:结合中继节点Ri当前的接收波束赋形向量ci、中继节点Rj当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量tj和限制条件||ti||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量以及结合当前的接收波束赋形向量cj、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量ti和限制条件||tj||2=1更新获取当前的发射波束赋形向量
模块D:计算获取收敛指示参数,判断收敛指示参数的值是否小于参考阈值,若否,执行步骤B;若是,则执行步骤E;
模块E:结合当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Ri的放大系数γi,以及结合当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量处理获取中继节点Rj的放大系数γj;
模块F:通过中继节点Rj根据放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj、当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Rj的当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发射出当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
模块G:通过中继节点Ri根据放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci、当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Ri的当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出当前偶数时隙的发射波束赋形信号;以及
模块H:通过目的节点D接收来自中继节点Rj或中继节点Ri的发射波束赋形信号,并解调该发射波束赋形信号。
9.如权利要求8所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:模块A分别根据以下公式Ii和公式Ij计算中继节点Ri和Rj的发射波束赋形向量ti和发射波束赋形向量tj;其中,公式Ii为公式Ij为其中,下标i和j分别表示连续的偶数时隙和奇数时隙,满足条件i≠j, 表示模2操作;gi表示中继节点Ri和目的节点D之间的M维共轭信道向量,gj表示中继节点Rj和目的节点D之间的M维共轭信道向量。
10.如权利要求9所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:模块B根据以下公式IIj和发射波束赋形向量tj计算中继节点Rj的接收波束赋形向量cj,以及根据以下公式IIi和发射波束赋形向量ti计算中继节点Ri的接收波束赋形向量ci;公式IIi为 其中,Ri是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Rj到中继节点Ri间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hi表示S向Ri发送的M维信道向量;表示向量tj的外积,且满足rank(Tj)=1,矩阵Ηi和Gi表示其所对应的向量的外乘积,即:
公式IIj为 其中,Rj是(M×M)维的矩阵,表示中继节点Ri到中继节点Rj间的信道;I为(M×M)维的单位矩阵;hj表示S向Rj发送的M维信道向量;表示向量ti的外积,且满足rank(Ti)=1,矩阵Hj和Gj表示其所对应的向量的外乘积,即:
11.如权利要求10所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:模块C包括以下子模块:
模块C1:结合所获取的当前接收波束赋形向量ci和限制条件||ti||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λi,以及结合所获取的当前接收波束赋形向量cj和限制条件||tj||2=1通过牛顿-拉夫森迭代法获取对应的拉格朗日乘数λj;以及
模块C2:结合公式IVi、当前的接收波束赋形向量ci、上一发射波束赋形向量tj和对应的拉格朗日乘数λi获取当前的发射波束赋形向量以及结合公式IVj、当前的接收波束赋形向量cj、上一发射波束赋形向量ti和拉格朗日乘数λj获取当前的发射波束赋形向量公式IVi为 公式IVj为
12.如权利要求11所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:模块E分别根据以下公式Vi和公式Vj计算放大系数γi和放大系数γj,公式Vi为 公式Vj为
13.如权利要求12所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:模块F包括以下子模块:
模块F1:通过中继节点Rj根据以下公式VI、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算获取中继节点Rj在上一奇数时隙所接收的信号uj,该公式VI为其中,变量nrj(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量;
模块F2:通过中继节点Rj根据公式VII、在上一奇数时隙所接收的信号uj、放大系数γj、当前的接收波束赋形向量cj和当前的发射波束赋形向量ti计算得到中继节点Rj当前奇数时隙的待发送信号zj;公式VII为zj(k)=γjuj(k-1);以及
模块F3:通过中继节点Rj将当前的发射波束赋形向量tj与当前奇数时隙的待发送信号zj相乘以构成上述当前奇数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前奇数时隙的发射波束赋形信号;
模块G包括以下子模块:
模块G1:通过中继节点Ri根据以下公式VIII、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算获取中继节点Ri在上一偶数时隙所接收的信号ui,该公式VIII为其中,hi表示源节点S向Ri发送的M维信道向量,变量nri(k)表示方差为的M维高斯白噪声向量;
模块G2:通过中继节点Ri根据公式IX、在上一偶数时隙所接收的信号ui、放大系数γi、当前的接收波束赋形向量ci和当前的发射波束赋形向量tj计算得到中继节点Ri当前偶数时隙的待发送信号zi;公式IX为zi(k)=γiui(k-1);以及
模块G3:通过中继节点Ri将当前的发射波束赋形向量ti与待发送信号zi相乘以构成上述当前偶数时隙的发射波束赋形信号,并发送出该当前偶数时隙的发射波束赋形信号。
14.如权利要求1所述的MIMO中继通信节点间干扰的迭代式消除***,其特征在于:上述收敛指示参数为当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti的差值之模值以及当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量tj的差值之模值之和,或者为计算当前的发射波束赋形向量ti或计算当前的发射波束赋形向量tj的所累积的预设迭代次数,或者为当前的发射波束赋形向量t和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差及当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量tj之间的均方误差之和,或者为当前迭代处理周期内当前的发射波束赋形向量和上一发射波束赋形向量ti之间的均方误差与上一迭代处理周期内该波束赋形向量对应的均方误差的差值。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201410360190.8A CN104333521B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201410360190.8A CN104333521B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN104333521A true CN104333521A (zh) | 2015-02-04 |
CN104333521B CN104333521B (zh) | 2017-09-19 |
Family
ID=52408175
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201410360190.8A Active CN104333521B (zh) | 2014-07-25 | 2014-07-25 | Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN104333521B (zh) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106549693A (zh) * | 2016-12-06 | 2017-03-29 | 浙江工业大学 | 一种基于模拟网络编码的多天线乒乓中继传输方法 |
CN112446556A (zh) * | 2021-01-27 | 2021-03-05 | 电子科技大学 | 基于表示学习和行为特征的通信网用户呼叫对象预测方法 |
CN113271652A (zh) * | 2021-04-13 | 2021-08-17 | 复旦大学 | 基于反向传播算法的中继网络性能优化方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20090195455A1 (en) * | 2008-02-04 | 2009-08-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for beamforming in a multi-antenna system |
CN102647217A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-08-22 | 上海交通大学 | 两跳半双工mimo中继网络分布式波束形成方法 |
CN102845030A (zh) * | 2010-01-27 | 2012-12-26 | 新加坡科技研究局 | 通信方法 |
-
2014
- 2014-07-25 CN CN201410360190.8A patent/CN104333521B/zh active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20090195455A1 (en) * | 2008-02-04 | 2009-08-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for beamforming in a multi-antenna system |
CN102845030A (zh) * | 2010-01-27 | 2012-12-26 | 新加坡科技研究局 | 通信方法 |
CN102647217A (zh) * | 2012-04-17 | 2012-08-22 | 上海交通大学 | 两跳半双工mimo中继网络分布式波束形成方法 |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106549693A (zh) * | 2016-12-06 | 2017-03-29 | 浙江工业大学 | 一种基于模拟网络编码的多天线乒乓中继传输方法 |
CN112446556A (zh) * | 2021-01-27 | 2021-03-05 | 电子科技大学 | 基于表示学习和行为特征的通信网用户呼叫对象预测方法 |
CN112446556B (zh) * | 2021-01-27 | 2021-04-30 | 电子科技大学 | 基于表示学习和行为特征的通信网用户呼叫对象预测方法 |
CN113271652A (zh) * | 2021-04-13 | 2021-08-17 | 复旦大学 | 基于反向传播算法的中继网络性能优化方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN104333521B (zh) | 2017-09-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Riihonen et al. | Transmit power optimization for multiantenna decode-and-forward relays with loopback self-interference from full-duplex operation | |
CN108768473B (zh) | 一种存在天线相关与信道估计误差的mimo多中继***的预编码方法 | |
US9660714B2 (en) | Two-way relay apparatus and method thereof | |
CN105187115A (zh) | 正交频分复用ofdm同时同频全双工中继方法 | |
CN104981004A (zh) | 基于多用户双向中继***的收发器能效优化方法及装置 | |
TW201203908A (en) | A method of communication | |
Song et al. | MIMO broadcasting for simultaneous wireless information and power transfer: Weighted MMSE approaches | |
CN102769486B (zh) | 双向多跳中继***中的中继端信号处理方法 | |
US8750349B2 (en) | Relay and data relay method | |
CN104333521A (zh) | Mimo中继通信节点间干扰的迭代式消除方法及*** | |
CN102014085B (zh) | 双向多输入多输出中继信道中物理层网络编码的检测方法 | |
CN104994564B (zh) | 存在反馈延迟的放大转发中继选择的优化方法 | |
CN108092928B (zh) | 聚合干扰导向干扰管理方法、混合蜂窝网络、无线局域网 | |
CN106374987A (zh) | 全双工中继网络中联合目的中继选择和天线选择 | |
CN103269242B (zh) | 一种基于凸优化的上行协作中继波束成形方法 | |
CN109474318B (zh) | 多用户双向mimo中继***下包含直传链路的预编码方法 | |
CN103236879A (zh) | 一种基于mrc-zf 接收矢量估计的协调波束赋形方法 | |
CN104104423B (zh) | Mimo中继通信节点间干扰的消除方法及*** | |
CN103236878A (zh) | 一种基于最大比合并接收矢量估计的协调波束赋形方法 | |
EP3759831A1 (en) | Method to estimate snr for mu-mimo based on channel orthogonality | |
CN107017930B (zh) | 一种存在信道反馈延迟与估计误差的mimo双向中继***的预编码方法 | |
KR101298083B1 (ko) | 양방향 중계시스템에서의 선택적 분산 빔포밍 방법 | |
Clarke et al. | Joint iterative power allocation and relay selection for cooperative MIMO systems using discrete stochastic algorithms | |
CN107852198B (zh) | 用于接收器驱动预编码的装置和方法 | |
CN104066141B (zh) | 一种基于全空时网络编码的协同通信方法及*** |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |