CN104270022A - 一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法 - Google Patents

一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法，属于光伏发电技术领域。本发明中当光伏电池组输出电压比电网交流输出电压大时，斩波开关管SWc不导通，电流通过旁路二极管Db流向后级全桥逆变单元，全桥逆变单元工作在SPWM调制模式；当光伏电池组小于等于电网交流输出电压时，斩波开关管SWc工作在高频PWM模式，全桥逆变单元工频工作。本发明任意时刻仅有一级变换器单元高频工作，有利于整机效率的提高；由于不使用大容量电解直流电容器组，可以实现尺寸小、重量轻且低成本的太阳能光伏发电***。

Description

一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法
技术领域
本发明涉及光伏发电技术领域，更具体地说，涉及一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法。
背景技术
从环保的观点来看，小规模分布式太阳能光伏发电***在住宅用电上的应用越来越受欢迎。对于太阳能光伏发电***来说，非隔离单相正弦波逆变器拓扑结构在成本、尺寸和效率方面都有优点，这使得非隔离光伏并网结构具有很好的发展前景。非隔离正弦波逆变器主电路主要包括两个工作部分：一是用于提升来自光伏组件阵列低电压的升压部分；二是用于交流连接到电网或者直接带负载的高频PWM调制的逆变部分。
传统的两级式并网逆变器的前级一般采用Boost升压单元来提升输入电压，后级逆变器直接变换成交流电。前级升压单元一直处于高频PWM调制状态，后级逆变单元则以SPWM(正弦脉宽调制)方式高频调制，所以前级升压部分和后级逆变部分同时工作在高频状态，开关管的开关损耗很大，不利于整机效率的提高。除此之外，为了保持升压后的电压为恒值，连接在直流总线中的电解电容器组需要足够高的电容。因此电解电容器组尺寸大，且具有更高频率的纹波电流，由于等效串联电阻的存在，会造成功率损耗，而且电解直流电容器组笨重，对温度要求高，寿命短。
经检索，中国专利申请号201110353854.4，申请日为2011年11月10日，发明创造名称为：光伏并网逆变器变直流母线电压控制方法和控制***，该申请案的光伏逆变器增加了一个旁路二极管与Boost电路并联，并在光伏电池输出侧并联了一个大电容。该申请案的电压控制方法包括以下步骤：采集电网电压Vac和输入直流电压Vpv；判断Vpv≥1.6Vac是否成立；如判断为是，关闭Boost电路；如判断为否，开通Boost电路；对输入直流电压Vpv进行逆变。该申请案通过实时调整母线电压，以减少Boost电路的工作时间，降低电磁干扰，在一定程度上提高了***效率。但该申请案光伏逆变器的Boost电路部分包括两个大电容，上文分析的因使用大电容引入的光伏逆变器体积大、笨重，易产生高频率纹波电流以及功率损耗大等问题非但未得到缓解反而更加严重，光伏逆变器制造成本高且稳定性不好；此外，该申请案的逆变部分仍一直工作在高频状态，开关损耗大，整机效率低。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
本发明的目的在于解决传统光伏逆变器存在的：1)开关损耗大、整机效率低；2)由于使用大容量电解电容器组导致光伏逆变器体积大、笨重，功率损耗大等问题；提供了一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法。使用本发明提供的技术方案，根据输入电压和电网电压的大小关系来确定两级变换器单元的工作模式，可以使得任意时刻仅有一级变换器单元高频工作，有利于整机效率的提高；另外，由于不使用大容量电解直流电容器组，可以实现尺寸小、重量轻且低成本的太阳能光伏发电***。
2.技术方案
为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
本发明的一种光伏并网逆变电路，包括直流升压单元、全桥逆变单元、滤波单元、光伏电池组和电网，其中：
所述的全桥逆变单元与直流升压单元连接，该全桥逆变单元为由全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4组成的逆变桥；
所述的滤波单元包括滤波电感Lf和滤波电容Cf，滤波电感Lf的第一端与所述全桥逆变开关管SW1、SW2组成桥臂的中间点连接，该滤波电感Lf的第二端分别与滤波电容Cf的第一端、电网的一端连接，电网的另一端与滤波电容Cf的第二端连接；滤波电容Cf的第二端还与全桥逆变开关管SW3、SW4组成桥臂的中间点连接；
所述的直流升压单元包括旁路二极管Db、升压电感Lb、二极管Dc、斩波开关管SWc和中间电容Cc，光伏电池组的正极分别与旁路二极管Db的正极、升压电感Lb的第一端连接，旁路二极管Db的负极分别与二极管Dc的负极、中间电容Cc的第一端连接，升压电感Lb的第二端分别与二极管Dc的正极、斩波开关管SWc的集电极连接；所述的光伏电池组的负极分别与斩波开关管SWc的发射极、中间电容Cc的第二端连接。
更进一步地，所述的中间电容Cc为小容量薄膜电容。
本发明的一种光伏并网逆变电路的开关控制电路，包括斩波开关管SWc控制电路和全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路，其中：
所述的斩波开关管SWc控制电路中正弦波发生器Ⅰ的信号输出端经全波整流器Ⅰ分别与比较器Ⅰ的同相输入端、DSP微处理器的输入端连接，信号采集器的信号输出端分别与比较器Ⅰ的反相输入端、DSP微处理器的输入端连接，比较器Ⅰ、DSP微处理器的信号输出端分别与乘法器Ⅰ的输入端相连，乘法器Ⅰ的输出信号作为SWc的驱动信号；
所述的全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路中正弦波发生器Ⅱ的信号输出端经全波整流器Ⅱ与比较器Ⅱ的同相输入端连接，三角波发生器的信号输出端与比较器Ⅱ的反相输入端连接；正弦波发生器Ⅲ的信号输出端与比较器Ⅲ的同相输入端连接，比较器Ⅲ的反相输入端与零电压连接；正弦波发生器Ⅳ的信号输出端与比较器Ⅳ的反相输入端连接，比较器Ⅳ的同相输入端与零电压连接；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的信号输出端与乘法器Ⅱ的输入端相连，乘法器Ⅱ的输出信号作为SW1的驱动信号，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号作为SW2的驱动信号；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的信号输出端与乘法器Ⅲ的输入端相连，乘法器Ⅲ的输出信号作为SW3的驱动信号，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号作为SW4的驱动信号。
本发明的一种光伏并网逆变电路的控制方法，其步骤为：
步骤一、判断光伏电池组输出电压Vin是否大于电网交流输出电压绝对值|Vout|；
步骤二、由步骤一的判断结果控制斩波开关管SWc的通断，若Vin＞|Vout|，则控制SWc关断；若Vin≤|Vout|，则控制SWc工作在高频PWM状态；
步骤三、根据SWc的通断控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4的通断，若SWc关断，则控制SW1、SW2、SW3、SW4工作在SPWM调制模式，若SWc工作在高频PWM状态，则控制SW1、SW2、SW3、SW4以工频调制方式工作。
更进一步地，步骤二控制斩波开关管SWc通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅰ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅰ整流后输入比较器Ⅰ的同相输入端以及DSP微处理器的输入端，信号采集器采集光伏电池组的输出电压Vin输入比较器Ⅰ的反相输入端以及DSP微处理器的输入端，经比较器Ⅰ比较得到的脉冲序列以及经DSP微处理器处理的信号通过乘法器Ⅰ相乘，乘法器Ⅰ输出的脉冲序列控制SWc的通断。
更进一步地，步骤三控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅱ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅱ整流后输入比较器Ⅱ的同相输入端，三角波发生器产生幅值为Vin的三角波输入比较器Ⅱ的反相输入端；正弦波发生器Ⅲ产生标准交流正弦波输入比较器Ⅲ的同相输入端，与零电压经比较器Ⅲ比较；正弦波发生器Ⅳ也产生标准交流正弦波输入比较器Ⅳ的反相输入端，与零电压经比较器Ⅳ比较；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的输出信号通过乘法器Ⅱ相乘，乘法器Ⅱ的输出信号控制SW1的通断，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号控制SW2的通断；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的输出信号通过乘法器Ⅲ相乘，乘法器Ⅲ的输出信号控制SW3的通断，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号控制SW4的通断。
更进一步地，所述的DSP微处理器的输出信号为脉冲调节占空比
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
(1)本发明的一种光伏并网逆变电路，其直流升压单元中升压电感Lb与二极管Dc的串联支路上并联有一旁路二极管Db，当光伏电池组输出电压高于电网电压时，斩波开关管SWc不导通，电流通过旁路二极管Db流向全桥逆变单元，全桥逆变单元高频SPWM工作；当光伏电池组输出电压低于电网电压时，斩波开关管SWc高频调制，全桥逆变单元工频工作；根据输入电压和电网电压的大小关系来确定两级变换器单元的工作模式，可以使得升压斩波和全桥逆变在同一时刻只有一级电路工作在高频模式下，降低了总的开关次数，有利于整机效率的提高；
(2)本发明的一种光伏并网逆变电路的控制方法，其控制前级直流升压单元工作在PWM方式时，为后级全桥逆变单元提供正弦半波电压，后级全桥逆变单元只需工频切换工作即可完成正弦电流注入电网；前级直流升压单元直通时，后级全桥逆变单元工作于SPWM方式；此种工作模式，无需中间直流环节保持恒定电压，可用小容量、小体积的薄膜电容器代替大容量的电解电容器，实现了逆变器***的小型化和轻型化，逆变器的工作稳定性也得到了提高；此外，当全桥逆变单元SPWM模式工作时，输入电流经过旁路二极管Db，而不流过升压电感Lb和二极管Dc，升压电路的导通损耗大大减小。
附图说明
图1为本发明的光伏并网逆变电路的结构图；
图2中的(a)为本发明的升压斩波部分的工作原理图；图2中的(b)为本发明的全桥逆变部分的工作原理图；
图3为本发明的开关脉冲序列图
图4中的(a)为本发明的开关控制电路中驱动斩波开关管SWc的电路结构图；图4中的(b)为本发明的开关控制电路中驱动全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4的电路结构图；
图5为本发明中中间电容Cc的电压波形图；
图6为本发明中滤波单元输入侧电压波形图；
图7为本发明的光伏并网逆变电路的控制流程框图。
示意图中的标号说明：
1-直流升压单元；2-全桥逆变单元；3-滤波单元；4-光伏电池组；5-电网；Db-旁路二极管；Lb-升压电感；Dc-二极管；SWc-斩波开关管；Cc-中间电容；SW1、SW2、SW3、SW4-全桥逆变开关管；Lf-滤波电感；Cf-滤波电容。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图和实施例对本发明作详细描述。
实施例1
结合图1，本实施例的一种光伏并网逆变电路，包括直流升压单元1、全桥逆变单元2、滤波单元3、光伏电池组4和电网5，其中：
所述的直流升压单元1包括旁路二极管Db、升压电感Lb、二极管Dc、斩波开关管SWc和中间电容Cc，光伏电池组4的正极分别与旁路二极管Db的正极、升压电感Lb的第一端连接，旁路二极管Db的负极分别与二极管Dc的负极、中间电容Cc的第一端连接，升压电感Lb的第二端分别与二极管Dc的正极、斩波开关管SWc的集电极连接；所述的光伏电池组4的负极分别与斩波开关管SWc的发射极、中间电容Cc的第二端连接。
所述的全桥逆变单元2为由全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4组成的逆变桥，逆变桥的第一端与中间电容Cc的第二端连接，逆变桥的的第二端与光伏电池组4的负极连接。
所述的滤波单元3包括滤波电感Lf和滤波电容Cf，滤波电感Lf的第一端与所述全桥逆变开关管SW1、SW2组成桥臂的中间点连接，该滤波电感Lf的第二端分别与滤波电容Cf的第一端、电网5的一端连接，电网5的另一端与滤波电容Cf的第二端连接；滤波电容Cf的第二端还与全桥逆变开关管SW3、SW4组成桥臂的中间点连接。
光伏电池组4输出直流电先接入直流升压单元1的直流输入侧，直流升压单元1进行升压变换，升压后的直流电再接入全桥逆变单元2的直流输入侧，全桥逆变单元2将直流电转变为交流电，通过滤波单元3后接入电网5或负载。
参看图4中的(a)和(b)，本实施例的一种光伏并网逆变电路的开关控制电路，包括斩波开关管SWc控制电路和全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路，其中：
所述的斩波开关管SWc控制电路中正弦波发生器Ⅰ的信号输出端经全波整流器Ⅰ分别与比较器Ⅰ的同相输入端、DSP微处理器的输入端连接，信号采集器的信号输出端分别与比较器Ⅰ的反相输入端、DSP微处理器的输入端连接，比较器Ⅰ、DSP微处理器的信号输出端分别与乘法器Ⅰ的输入端相连，乘法器Ⅰ的输出信号作为SWc的驱动信号。
所述的全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路中正弦波发生器Ⅱ的信号输出端经全波整流器Ⅱ与比较器Ⅱ的同相输入端连接，三角波发生器的信号输出端与比较器Ⅱ的反相输入端连接；正弦波发生器Ⅲ的信号输出端与比较器Ⅲ的同相输入端连接，比较器Ⅲ的反相输入端与零电压连接；正弦波发生器Ⅳ的信号输出端与比较器Ⅳ的反相输入端连接，比较器Ⅳ的同相输入端与零电压连接；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的信号输出端与乘法器Ⅱ的输入端相连，乘法器Ⅱ的输出信号作为SW1的驱动信号，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号作为SW2的驱动信号；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的信号输出端与乘法器Ⅲ的输入端相连，乘法器Ⅲ的输出信号作为SW3的驱动信号，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号作为SW4的驱动信号。
图2描述了本实施例利用所述开关控制电路控制光伏并网逆变电路的工作原理，图2中的(a)为升压斩波部分的工作原理；图2中的(b)为全桥逆变部分的工作原理；当光伏电池组4输出电压Vin比电网5交流输出电压绝对值|Vout|大时，斩波开关管SWc处于关断状态，输入电流流经旁路二极管Db，而不流经升压电感Lb和二极管Dc，直流升压单元1的输出电压等于输入直流电压Vin，此种情况下，全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4工作在SPWM调制模式；当光伏电池组4输出电压Vin小于等于电网5交流输出电压绝对值|Vout|时，斩波开关管SWc工作在高频PWM模式，中间电容Cc使用小容量薄膜电容，使得直流升压单元1的输出电压产生准正弦幅值调制波形。此时，全桥逆变开关管(SW1～SW4)以工频调制方式工作，使输出电压与电网5极性同步。由于此种工作模式下，无需中间直流环节保持恒定电压，用小容量、小体积的薄膜电容器代替大容量的电解电容器即可，本实施例采用的薄膜电容器为金属化聚乙脂薄膜电容器MEF(CL21)，实现了逆变器***的小型化和轻型化，逆变器的工作稳定性也得到了提高。本实施例根据输入电压和电网电压的大小关系来确定两级变换器单元的工作模式，可以使得升压斩波和全桥逆变在同一时刻只有一级电路工作在高频模式下，降低了总的开关次数，有利于整机效率的提高。
参看图7，本实施例的具体控制过程为：
步骤一、判断光伏电池组4输出电压Vin是否大于电网5交流输出电压绝对值|Vout|。
步骤二、由步骤一的判断结果控制斩波开关管SWc的通断，若Vin＞|Vout|，则控制SWc关断；若Vin≤|Vout|，则控制SWc工作在高频PWM状态；控制斩波开关管SWc通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅰ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅰ整流后输入比较器Ⅰ的同相输入端以及DSP F2812微处理器的输入端，信号采集器采集光伏电池组4的输出电压Vin输入比较器Ⅰ的反相输入端以及DSP F2812微处理器的输入端，经比较器Ⅰ比较得到的脉冲序列以及经DSP微处理器处理后输出的脉冲调节占空比信号通过乘法器Ⅰ相乘，乘法器Ⅰ输出的脉冲序列控制SWc的通断。
步骤三、根据SWc的通断控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4的通断，若SWc关断，则控制SW1、SW2、SW3、SW4工作在SPWM调制模式，若SWc工作在高频PWM状态，则控制SW1、SW2、SW3、SW4以工频调制方式工作。控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅱ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅱ整流后输入比较器Ⅱ的同相输入端，三角波发生器产生幅值为Vin的三角波输入比较器Ⅱ的反相输入端；正弦波发生器Ⅲ产生标准交流正弦波输入比较器Ⅲ的同相输入端，与零电压经比较器Ⅲ比较；正弦波发生器Ⅳ也产生标准交流正弦波输入比较器Ⅳ的反相输入端，与零电压经比较器Ⅳ比较；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的输出信号通过乘法器Ⅱ相乘，乘法器Ⅱ的输出信号控制SW1的通断，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号控制SW2的通断；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的输出信号通过乘法器Ⅲ相乘，乘法器Ⅲ的输出信号控制SW3的通断，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号控制SW4的通断。
图3描述了本实施例各开关管的脉冲序列，在交流正弦输出电压的正半周期，SW3不导通，SW4直通，当光伏电池组4输出电压大于交流正弦输出电压时，斩波开关管SWc不导通，全桥逆变开关管SW1、SW2经过SPWM调制导通；当光伏电池组4输出电压小于等于交流正弦输出电压时，斩波开关管SWc按照占空比高频调制，SW1直通，SW2不导通。在交流正弦输出电压的负半周期，SW1不导通，SW2直通，当光伏电池组4输出电压的负值小于交流正弦输出电压时，斩波开关管SWc不导通，全桥逆变开关管SW3、SW4经过SPWM调制导通；当光伏电池组4输出电压的负值大于交流正弦输出电压时，斩波开关管SWc按照占空比高频调制，全桥逆变开关管SW3直通，SW4不导通。
图5和6为本实施例的具体仿真波形图，其中，图5为中间电容Cc的电压波形图，图6为滤波单元3输入侧电压波形图。本实施例中光伏电池组4电压160V，电网5电压220Vrms，电网5频率fgrid＝50Hz，升压电感Lb＝0.9mH，中间电容Cc＝2.2uF，滤波电感Lf＝1mH，滤波电容Cf＝10uF，开关频率f＝50kHz。
实施例1所述的一种光伏并网逆变电路、开关控制电路及控制方法，控制前级直流升压单元1工作在PWM方式时，为后级全桥逆变单元提供正弦半波电压，后级全桥逆变单元2只需工频切换工作即可完成正弦电流注入电网；前级直流升压单元1直通时，后级全桥逆变单元2工作于SPWM方式，任意时刻仅有一级变换器单元高频工作；此种工作模式，无需中间直流环节保持恒定电压，可用小容量、小体积的薄膜电容器代替大容量的电解电容器，实现了逆变器***的小型化和轻型化，逆变器的工作稳定性也得到了提高；此外，当全桥逆变单元SPWM模式工作时，输入电流经过旁路二极管Db，而不流过升压电感Lb和二极管Dc，升压电路的导通损耗大大减小。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种光伏并网逆变电路，包括直流升压单元(1)、全桥逆变单元(2)、滤波单元(3)、光伏电池组(4)和电网(5)，其中：
所述的全桥逆变单元(2)与直流升压单元(1)连接，该全桥逆变单元(2)为由全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4组成的逆变桥；
所述的滤波单元(3)包括滤波电感Lf和滤波电容Cf，滤波电感Lf的第一端与所述全桥逆变开关管SW1、SW2组成桥臂的中间点连接，该滤波电感Lf的第二端分别与滤波电容Cf的第一端、电网(5)的一端连接，电网(5)的另一端与滤波电容Cf的第二端连接；滤波电容Cf的第二端还与全桥逆变开关管SW3、SW4组成桥臂的中间点连接；其特征在于：
所述的直流升压单元(1)包括旁路二极管Db、升压电感Lb、二极管Dc、斩波开关管SWc和中间电容Cc，光伏电池组(4)的正极分别与旁路二极管Db的正极、升压电感Lb的第一端连接，旁路二极管Db的负极分别与二极管Dc的负极、中间电容Cc的第一端连接，升压电感Lb的第二端分别与二极管Dc的正极、斩波开关管SWc的集电极连接；所述的光伏电池组(4)的负极分别与斩波开关管SWc的发射极、中间电容Cc的第二端连接。
2.根据权利要求1所述的一种光伏并网逆变电路，其特征在于：所述的中间电容Cc为小容量薄膜电容。
3.一种光伏并网逆变电路的开关控制电路，其特征在于：包括斩波开关管SWc控制电路和全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路，其中：
所述的斩波开关管SWc控制电路中正弦波发生器Ⅰ的信号输出端经全波整流器Ⅰ分别与比较器Ⅰ的同相输入端、DSP微处理器的输入端连接，信号采集器的信号输出端分别与比较器Ⅰ的反相输入端、DSP微处理器的输入端连接，比较器Ⅰ、DSP微处理器的信号输出端分别与乘法器Ⅰ的输入端相连，乘法器Ⅰ的输出信号作为SWc的驱动信号；
所述的全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4控制电路中正弦波发生器Ⅱ的信号输出端经全波整流器Ⅱ与比较器Ⅱ的同相输入端连接，三角波发生器的信号输出端与比较器Ⅱ的反相输入端连接；正弦波发生器Ⅲ的信号输出端与比较器Ⅲ的同相输入端连接，比较器Ⅲ的反相输入端与零电压连接；正弦波发生器Ⅳ的信号输出端与比较器Ⅳ的反相输入端连接，比较器Ⅳ的同相输入端与零电压连接；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的信号输出端与乘法器Ⅱ的输入端相连，乘法器Ⅱ的输出信号作为SW1的驱动信号，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号作为SW2的驱动信号；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的信号输出端与乘法器Ⅲ的输入端相连，乘法器Ⅲ的输出信号作为SW3的驱动信号，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号作为SW4的驱动信号。
4.一种光伏并网逆变电路的控制方法，其步骤为：
步骤一、判断光伏电池组(4)输出电压Vin是否大于电网(5)交流输出电压绝对值|Vout|；
步骤二、由步骤一的判断结果控制斩波开关管SWc的通断，若Vin＞|Vout|，则控制SWc关断；若Vin≤|Vout|，则控制SWc工作在高频PWM状态；
步骤三、根据SWc的通断控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4的通断，若SWc关断，则控制SW1、SW2、SW3、SW4工作在SPWM调制模式，若SWc工作在高频PWM状态，则控制SW1、SW2、SW3、SW4以工频调制方式工作。
5.根据权利要求4所述的一种光伏并网逆变电路的控制方法，其特征在于：步骤二控制斩波开关管SWc通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅰ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅰ整流后输入比较器Ⅰ的同相输入端以及DSP微处理器的输入端，信号采集器采集光伏电池组(4)的输出电压Vin输入比较器Ⅰ的反相输入端以及DSP微处理器的输入端，经比较器Ⅰ比较得到的脉冲序列以及经DSP微处理器处理的信号通过乘法器Ⅰ相乘，乘法器Ⅰ输出的脉冲序列控制SWc的通断。
6.根据权利要求5所述的一种光伏并网逆变电路的控制方法，其特征在于：步骤三控制全桥逆变开关管SW1、SW2、SW3、SW4通断的具体过程为：正弦波发生器Ⅱ产生标准交流正弦波，经全波整流器Ⅱ整流后输入比较器Ⅱ的同相输入端，三角波发生器产生幅值为Vin的三角波输入比较器Ⅱ的反相输入端；正弦波发生器Ⅲ产生标准交流正弦波输入比较器Ⅲ的同相输入端，与零电压经比较器Ⅲ比较；正弦波发生器Ⅳ也产生标准交流正弦波输入比较器Ⅳ的反相输入端，与零电压经比较器Ⅳ比较；比较器Ⅱ、比较器Ⅲ的输出信号通过乘法器Ⅱ相乘，乘法器Ⅱ的输出信号控制SW1的通断，乘法器Ⅱ接反相器Ⅰ的输出信号控制SW2的通断；比较器Ⅱ、比较器Ⅳ的输出信号通过乘法器Ⅲ相乘，乘法器Ⅲ的输出信号控制SW3的通断，乘法器Ⅲ接反相器Ⅱ的输出信号控制SW4的通断。
7.根据权利要求5或6所述的一种光伏并网逆变电路的控制方法，其特征在于：所述的DSP微处理器的输出信号为脉冲调节占空比
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