CN104269869A - 一种涉及参数优化的pwm变流器的比例谐振控制方法 - Google Patents

一种涉及参数优化的pwm变流器的比例谐振控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法。该方法对比例谐振控制器在PWM变流器中的实施步骤进行了总体设计,给出了包含多个谐振控制器在内的比例谐振控制器的参数优化方法。所述方法不仅能够满足理想电网条件下PWM变流器的控制需要,尤其适用于电网电压不平衡、含有低次电力谐波等复杂电网工况下的PWM变流器的穿越运行控制,从而提高设备的故障电网运行能力。本发明所述PR控制器参数设计(优化)方法简便可行,便于工程化实现,可方便地移植到PWM整流器、并网逆变器、电力有源滤波器、双馈风电变流器等应用场合。

Description

一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法
技术领域
本发明涉及一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,不仅适用于理想电网条件下PWM整流器、PWM逆变器或其他并网变流器的有效控制,更可在电压不平衡、谐波畸变等恶劣电网环境下提高该类并网设备的故障穿越运行能力。特别地,本发明给出了比例谐振控制器的参数设计方法,提高了所述控制策略的工程实用性。
背景技术
PWM变流器在电力有源滤波器、不间断电源、电力驱动***以及分布式发电***具有广泛应用。无论是工作在整流或是逆变状态,PWM变流器控制中一个关键问题是确保电流指令的无静差跟踪(零稳态)和调节过程的快速性。
在基于旋转坐标变换的矢量控制方案中,比例积分(PI)调节器因能实现对直流量的无静差调节、易于调谐且鲁棒性好等优点,常作为PWM变流器电流控制***中的优选调节器。但这类电流控制方案有两个明显不足:1)当受控电流发生不平衡或谐波畸变时,PI调节器在高频部分幅值裕度较低,难以做到对电流指令的快速、无静差调节;2)为实现交流采样信号至直流量的变换,以及电压指令调制前所需的直流至交流量的反变换,数字实现时需要大量的旋转坐标变换,占用一定的计算资源。
为了克服以上两点不足,一种称作比例谐振(proportional resonant,PR)控制器的线性控制器获得了广泛关注。PR控制器的优点是可在静止(αβ)参考坐标系下实现控制,且能够同时对谐振频率的正序、负序交流信号提供理想增益,进而实现受控信号的无静差调节。PR控制器的谐振部分也被称作广义交流积分器(generalized ac integrator,GI),是控制器的核心,当采用多个不同谐振频率的谐振控制器并联时,可以实现对多个谐波分量的集中、快速调节。
尽管PR控制器在并网逆变器、动态电压恢复器、有源电力滤波器、双馈风电变流器等中的试验应用已见初步应用,但如何从***稳定性角度对该类控制器进行参数优化,一直是业界关注的焦点和难点问题。特别地,当该类变流器并网端电压不平衡(或不对称跌落)、谐波畸变时,PR控制器需要调节的信号中可能含有多个高次谐波分量,PR控制器的实施步骤是否正确、参数设计方法是否便捷是该类方法能否得到有效执行的关键。
发明内容
本发明目的在于克服现有技术的不足,提供一种计涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,通过合理设计控制流程、优化PR控制器的参数,提高PWM变流器的故障穿越运行能力。
本发明的的目的是通过以下技术方案来实现的:一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,包括以下步骤:
1.利用一组(三个)电压霍尔传感器采集滤波电抗器进线端的三相电压Uabc,利用一组(三个)电流霍尔传感器采集滤波电抗器进线端的三相电流Iabc,利用一个电压霍尔传感器采集直流母线电容器的端电压Udc
2.将步骤1得到的滤波电抗器进线端的三相电压Uabc经过CLARKE变换,得到静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ;将步骤1得到的滤波电抗器进线端的三相电流Isabc经过CLARKE变换,得到静止参考坐标系下电流环的反馈电流Iαβ
3.将步骤2得到的静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ送入传统的基于正转同步速旋转坐标系的锁相环(PLL),得到电网电压的角速度ω1和电网电压的位置角θ;
4.将直流母线电容器的电压指令减去步骤1获得的直流母线电容器的端电压Udc,得到直流母线电压误差ΔUdc,将ΔUdc送入电压环比例积分(PI)调节器,获得电流环的有功电流指令
5.将步骤4得到的电流环的有功电流指令和电流环的无功电流指令进行矢量求和,得到电流环的合成电流指令
6.利用步骤3得到的电网电压的位置角θ将步骤5得到的进行PARK逆变换,得到静止参考坐标系下电流环的参考电流
7.将步骤6得到的电流环的参考电流减去步骤2获得的电流环的反馈电流Iαβ,得到电流环跟踪误差ΔIαβ,将ΔIαβ送入比例谐振(PR)控制器,得到比例谐振控制器的输出电压Eαβ
所述比例谐振(PR)控制器包括:一个比例控制器和4个谐振频率分别为基频(50Hz,k=1)、5倍频(250Hz,k=5)、7倍频(350Hz,k=7)、11倍频(550Hz,k=11)的谐振控制器,其传递函数为:
G PR ( s ) = K p + Σ k = 1,5,7,11 K rk s s 2 + ( k ω 1 ) 2 ;
式中,k为谐波次数,Kp为PR控制器的比例系数(或比例控制器),Krk为PR控制器中k倍频谐振控制器的谐振系数;
所述比例谐振(PR)控制器的参数Kp、Krk的设计分两步进行:
(1)利用根轨迹法优化PR控制器的比例系数Kp和基频谐振控制器的谐振系数Kr1,即通过电流环的开环传递函数得到电流环的闭环根轨迹,选取根轨迹上阻尼比ξ=[0.4,0.8]的极点,计算得到此时电流环开环增益的取值区间,进而获得Kp、Kr1的取值区间;
(2)令多倍频谐振控制器带宽ωbw取为(0.5~0.7)ω1,利用频域分析法设计多倍频谐振控制器(k=5或7或11)的谐振系数Krk,其计算方程为:
K rk = 1 ω o ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ( ω o 2 L g 2 + R g 2 ) - K p 2 ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ;
式中:ωo=kω1bw/2,为多倍频谐振控制器的截止频率;Lg、Rg分别为滤波电抗器的电感和电阻;
8.将步骤2得到的滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ减去步骤7获得的比例谐振控制器的输出电压Eαβ,得到所需的空间矢量调制电压Vαβ
9.将步骤8获得的Vαβ进行空间矢量调制(SVPWM),即可获得PWM变流器的开关信号,实现对PWM变流器的有效控制。
本发明的有益效果是:
1)所述控制方法不仅能够满足理想电网条件下PWM变流器的运行控制,亦适用于电网电压不平衡、含有低次电力谐波等复杂电网工况下变流器的稳定控制,从而提高设备在故障电网条件下的穿越运行能力;
2)所述PR控制器参数设计(优化)方案不仅讨论了基频谐振控制器的参数设计,更给出了多倍频谐振控制器的参数优化步骤;该方法简便可行,便于工程化实现,可方便地移植到PWM整流器、逆变器、电力有源滤波器、双馈风电变流器等设备的优化控制领域。
附图说明
图1为利用本发明控制方法的某额定容量为5kW的PWM整流器控制结构图;
图中,交流侧的电压霍尔传感器1、交流侧的电流霍尔传感器2、直流侧的电压霍尔传感器3、CLARKE变换4、锁相环(PLL)5、电压环比例积分(PI)调节器6、PARK逆变换7、比例谐振(PR)控制器8、直流母线电容器C、直流侧负载RL、空间矢量调制SVPWM。
图2为不同电流控制器时间常数τi下电流环闭环根轨迹簇。
图3为PWM整流器的电流环开环幅频相频特性曲线。
图4为利用本发明得到的电压对称跌落故障下PWM整流器的实验波形;其中,图4(A)为PR控制器参数优化后得到的实验结果,图4(B)为图4(A)中PR控制器的谐振系数Kr1缩小10倍后得到的实验结果,图4(C)为图4(A)中PR控制器谐振系数Kr1增大10倍后得到的实验结果。
图5为利用本发明控制方法得到的电网电压发生不对称跌落故障下PWM整流器的实验波形。
图6为电网电压中含有5次谐波成分时PWM整流器的实验波形;其中,图6(A)为PR控制器仅含有一个基频谐振器时得到的实验结果,图6(B)为PR控制器同时含有一个基频谐振器和一个5倍频谐振器时得到的实验结果。
具体实施方式
下面结合附图和实施案例对本发明作进一步说明。
图1表示利用本发明控制方法的某额定容量为5kW的PWM整流器控制结构图。图中,Uabc、Iabc分别为滤波电抗器进线端的三相电压、滤波电抗器进线端的三相电流,Uαβ为静止坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压,Udc为直流母线电容器的端电压,为直流母线电容器的电压指令,ΔUdc为直流母线电压误差,为电流环的有功电流指令,为电流环的无功电流指令,为电流环的合成电流指令,为电流环的参考电流,ΔIαβ为电流环跟踪误差,Eαβ为比例谐振控制器的输出电压,Vαβ为空间矢量调制电压,ω1为电网电压的角速度,θ为电网电压的位置角。
参照图1,本发明所描述的一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法包括以下步骤:
1.利用一组(三个)电压霍尔传感器1采集滤波电抗器进线端的三相电压Uabc,利用一组(三个)电流霍尔传感器2采集滤波电抗器进线端的三相电流Iabc,利用一个电压霍尔传感器3采集直流母线电容器的端电压Udc
2.将步骤1得到的滤波电抗器进线端的三相电压Uabc经过CLARKE变换4,得到静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ;将步骤1得到的滤波电抗器进线端的三相电流Isabc经过CLARKE变换4,得到静止参考坐标系下电流环的反馈电流Iαβ
以Uabc的CLARKE变换为例,其变换过程可表示为:
U αβ = 2 3 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 3 2 · U abc ;
3.将步骤2得到的静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ送入传统的基于正转同步速旋转坐标系的锁相环(PLL)5,得到电网电压的角速度ω1和电网电压的位置角θ;
4.将直流母线电容器的电压指令减去步骤1获得的直流母线电容器的端电压Udc,得到直流母线电压误差ΔUdc,将ΔUdc送入电压环比例积分(PI)调节器6,得到电流环的有功电流指令
5.将步骤4得到的电流环的有功电流指令和电流环的无功电流指令进行矢量求和,得到电流环的合成电流指令
矢量求和算法可表示为:
I dq * = I d * + j · I q * ;
6.利用步骤3得到的电网电压的位置角θ将步骤5得到的进行PARK逆变换7,得到静止参考坐标系下电流环的参考电流
其中,PARK逆变换过程可表示为:
I αβ * = cos θ - sin θ sin θ cos θ · I dq * ;
7.将步骤6得到的电流环的参考电流减去步骤2获得的电流环的反馈电流Iαβ,得到电流环跟踪误差ΔIαβ,将ΔIαβ送入比例谐振(PR)控制器8,得到比例谐振控制器的输出电压Eαβ
所述的比例谐振(PR)控制器8包括:一个比例控制器和4个谐振频率分别为基频(50Hz,k=1)、5倍频(250Hz,k=5)、7倍频(350Hz,k=7)、11倍频(550Hz,k=11)的谐振控制器,其传递函数为:
G PR ( s ) = K p + Σ k = 1,5,7,11 K rk s s 2 + ( k ω 1 ) 2 ;
式中,k为谐波次数,Kp为PR控制器的比例系数(或比例控制器),Krk为PR控制器中k倍频谐振控制器的谐振系数;
所述比例谐振(PR)控制器的参数设计包括以下两个步骤:
7.1利用根轨迹法设计PR控制器的比例系数Kp和基频谐振器(k=1)的谐振系数Kr1,即通过电流环的开环传递函数得到电流环的闭环根轨迹,选取根轨迹上阻尼比ξ=[0.4,0.8]的极点,得到此时电流环开环增益的取值区间,从而计算出Kp、Kr1;具体为:
当PR控制器只含基频谐振器(k=1)时,其传递函数GPR(s)可简化表达为:
G PR ( s ) = K p + K r 1 s s 2 + ω 1 2 ;
则图1中PWM整流器的电流环开环传递函数HOL(s)有如下表达:
H OL ( s ) = G PR ( s ) · G p ( s ) = K p s 2 + K i s + K p ω 1 2 ( s 2 + ω 1 2 ) ( s L g + R g ) ;
式中:Gp(s)为PWM整流器的传递函数,在本实施案例中可表示为:
G p ( s ) = 1 s L g + R g ;
式中:Lg、Rg分别为滤波电抗器的电感和电阻;
令τi=Kp/Ki,为PR控制器的等效时间常数,则电流环开环传递函数HOL(s)可重新表示为:
H OL ( s ) = K ( s 2 + 1 / τ i · s + ω 1 2 ) ( s 2 + ω 1 2 ) ( sL g + R g ) ;
这样,如已知τi的取值范围,则可得到电流环开环等效增益K由零增大至无穷大时电流环的根轨迹。以本实施案例为例,滤波电抗器的电感值Lg=3.5mH、电阻值Rg=0.5Ω,于是滤波电抗器的时间常数τl=Lg/Rg=5ms。基于零极点对消思想的电流控制器设计时常令τi=τl。这里可令τi与τl取值在同一个数量级,取τi分别为2ms,4ms,6ms和8ms。这样根据电流环的开环传递函数HOL(s),可得图2所示电流环的闭环根轨迹簇,图中,p1、p2和p3代表电流环的极点;z1、z2和z3代表电流环的零点。
参照图2,电流环开环等效增益K由零增大至无穷时,4个PR控制器的等效时间常数τi下,***的特征根始终分布于s域的左半平面,说明***均是稳定的。但不同τi取值下电流环的阻尼特性却有明显差异:τi取4ms,6ms,8ms时,无论K如何取值,电流环的阻尼比始终小于0.4;而τi取2ms时,电流环的阻尼比可以超过0.8。对于一般的控制***,常希望阻尼比选在0.4~0.8之内,这时***超调不大,响应速度也较快。通过根轨迹上取点得到,在τi=2ms情况下,当K∈[2.38,5.77]时能够得到期望的阻尼特性,对应的PR控制器比例系数取值范围是Kp∈[0.6,1.4],基频谐振器的谐振系数的取值范围为Kr1∈[300,700]。此即为该实施案例中Kp、Kr1的理想取值范围。
7.2令多倍频谐振控制器带宽ωbw取为(0.5~0.7)ω1,利用频域分析法设计多倍频谐振控制器(k=5或7或11)的谐振系数Krk,其计算方程为:
K rk = 1 ω o ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ( ω o 2 L g 2 + R g 2 ) - K p 2 ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ;
式中:ωo=kω1bw/2,为多倍频谐振控制器的截止频率;
本步骤中Krk计算方程的由来是:
在多倍频谐振控制器的截止频率ωo=kω1bw/2处,电流环的开环传递函数HOL(s)的幅值域度的绝对值为1,即有:
| H OL ( jω o ) | = | - K p ω o 2 + jω o K rk + K p k 2 ω 1 2 ( - ω o 2 + k 2 ω 1 2 ) ( jω o L g + R g ) | = 1 ;
由上式可得到谐振系数Krk计算方程,即
K rk = 1 ω o ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ( ω o 2 L g 2 + R g 2 ) - K p 2 ( k 2 ω 1 2 - ω o 2 ) 2 ;
根据步骤7.1获得的PR控制器比例系数Kp、基频谐振控制器的谐振系数Kr1的取值范围,选定一组PR控制器的比例系数、基频谐振器的谐振系数为:Kp=0.8、Kr1=400;同时令多倍频谐振控制器带宽ωbw=0.6ω1。则根据多倍频谐振器的谐振系数Krk的计算方程,可得到本实施案例中对应的5倍频、7倍频、11倍频谐振器的谐振系数分别为:Kr5=473、Kr7=701、Kr11=1135。
需说明的是,步骤7.1利用根轨迹法得到了基频谐振器(k=1)的谐振系数,但此法并不适用于多倍频谐振控制器的谐振系数的求取。这是因为此时电流环开环传递函数含有多个待优化的变量,其等效开环增益K不易获得。考虑到5倍频(或其他高倍频)谐振器的谐振频率250Hz离基频谐振器的谐振频率50Hz较远,其幅频、相频特性曲线可以近似看作是基频谐振器频率响应特性曲线延长线上的一个“拐点”。此时,如结合频域分析法对多倍频谐振器的系数进行优化将变得十分简便可行。
8.将步骤2得到的滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ减去步骤7获得的比例谐振控制器的输出电压Eαβ,得到所需的空间矢量调制电压Vαβ
9.将步骤8获得的Vαβ进行空间矢量调制(SVPWM),即可获得PWM整流器(变流器)的开关信号,实现对PWM整流器的有效控制。
图3给出了本实施案例中电流环开环传递函数的幅频相频特性曲线。从幅频特性曲线看,3个多倍频(5倍频、7倍频、11倍频)谐振器引入后,PR控制器不仅能够对基频(50Hz)电流信号提供理想增益,也能够同时对5次、7次和11次谐波分量进行充分调节,且从幅频特性曲线走势看,3个谐波控制器除了在谐振频率附件引起一个“尖峰”外,不改变主PR控制器幅频相频特性曲线的总体趋势,这也说明了上述多倍频频谐振器参数优化方法的合理性。
图4为利用本发明得到的电压对称跌落故障下PWM整流器的实验波形。其中,图4(A)为PR控制器参数优化后(Kp=0.8、Kr1=400)得到的实验结果,图4(B)为PR控制器的谐振系数缩小10倍(Kp=0.8、Kr1=40)得到的实验结果,图4(C)为PR控制器的谐振系数增大10倍(Kp=0.8、Kr1=4000)得到的实验结果。图中,Uab为滤波电抗器进线端的两相电压,ΔIα、ΔIβ分别为电流环跟踪误差的α轴、β轴分量;其他符号含义同图1。从图中Iabc波形可见,相比图4(C),图4(A)、图4(B)中滤波电抗器进线端的三相电流更加对称、正弦;同时,从故障发生及恢复后ΔIα、ΔIβ的波形可见,相比图4(B),图4(A)、图4(C)中PWM整流器的动态调节时间相对较短;综合来看,图4(A),即采用参数优化后的PR控制器能够获得理想的稳态电流波形和较快的动态响应速度,从而说明了本发明所述参数设计方法的合理性。
图5为利用本发明控制方法得到的电网电压发生不对称跌落故障下PWM整流器的实验波形。从图中ΔIα、ΔIβ的波形可以看出,PR控制器能够同时实现对电流正序分量、负序分量的快速、无静差调节。
图6为电网电压含有5次谐波成分时PWM整流器的实验波形。其中,图6(A)为PR控制器仅含有一个基频谐振器时得到的实验结果,图6(B)为PR控制器同时含有一个基频谐振器和一个5倍频谐振器时得到的实验结果。经过傅里叶分析得到,图6(A)中Iabc的总谐波失真度(THD)为13.19%,而图6(B)中Iabc的总谐波失真度(THD)仅为2.87%。显然,加入5倍频谐振器之后,电流中的谐波成分得到显著抑制。这也再次印证了本发明所述5倍频谐振器参数设计的有效性。
综上,本发明所述一种计涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,不仅能够实现理想电网条件下PWM变流器的运行控制,亦适用于电网电压不平衡(或不对称跌落)、含有低次电力谐波等复杂电网工况下的稳定控制,有助于提高PWM变流器的故障电网运行能力;特别地,本发明所述PR控制器参数设计(优化)方法简便可行,十分有利于该类控制器的工程化实现。
本发明控制方法虽以PWM整流器为例进行描述,其设计实施步骤,特别是参数优化方法同样适用于PWM逆变器或其他并网变流器的控制场合。

Claims (3)

1.一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,其特征在于,包括以下步骤: 
A1.利用一组(三个)电压霍尔传感器采集滤波电抗器进线端的三相电压Uabc,利用一组(三个)电流霍尔传感器采集滤波电抗器进线端的三相电流Iabc,利用一个电压霍尔传感器采集直流母线电容器的端电压Udc; 
A2.将步骤A1得到的滤波电抗器进线端的三相电压Uabc经过CLARKE变换,得到静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ;将步骤A1得到的滤波电抗器进线端的三相电流Isabc经过CLARKE变换,得到静止参考坐标系下电流环的反馈电流Iαβ; 
A3.将步骤A2得到的静止参考坐标系下滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ送入传统的基于正转同步速旋转坐标系的锁相环,得到电网电压的角速度ω1和电网电压的位置角θ; 
A4.将直流母线电容器的电压指令减去步骤A1获得的直流母线电容器的端电压Udc,得到直流母线电压误差ΔUdc,将ΔUdc送入电压环比例积分调节器,得到电流环的有功电流指令
A5.将步骤A4得到的电流环的有功电流指令和电流环的无功电流指令进行矢量求和,得到电流环的合成电流指令
A6.利用步骤A3得到的电网电压的位置角θ将步骤5得到的进行PARK逆变换,得到静止参考坐标系下电流环的参考电流
A7.将步骤A6得到的电流环的参考电流减去步骤A2获得的电流环的反馈电流Iαβ,得到电流环跟踪误差ΔIαβ,将ΔIαβ送入比例谐振控制器,获得比例谐振控制器的输出电压Eαβ; 
A8.将步骤A2得到的滤波电抗器进线端的两相电压Uαβ减去步骤A7获得的比例谐振控制器的输出电压Eαβ,得到所需的空间矢量调制电压Vαβ; 
A9.将步骤A8获得的Vαβ进行空间矢量调制,获得PWM变流器的开关信号,即可实现对PWM变流器的有效控制。 
2.根据权利要求1所述的一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,其特征在于,所述步骤A7中,所述比例谐振控制器包含一个比例控制器和4个谐振频率分别为基频、5倍频、7倍频、11倍频的谐振控制器,其传递函数为: 
式中,k为谐波次数,Kp为比例谐振控制器的比例系数,Krk为k倍频谐振控制器的谐振系数。 
3.根据权利要求1或2所述的一种涉及参数优化的PWM变流器的比例谐振控制方法,其特征在于,所述比例谐振控制器包含如下参数设计步骤: 
B1.利用根轨迹法获得比例谐振控制器的比例系数Kp和基频谐振控制器的谐振系数Kr1;具体为:通过电流环的开环传递函数得到电流环的闭环根轨迹,选取根轨迹上阻尼比ξ=[0.4,0.8]的极点,得到此时电流环开环增益的取值区间,进而可得到Kp、Kr1的取值范围; 
B2.令多倍频谐振控制器带宽ωbw取为(0.5~0.7)ω1,利用频域分析法设计多倍频谐振控制器的谐振系数Krk,其计算方程为: 
式中:ωo=kω1bw/2,为多倍频谐振控制器的截止频率;Lg、Rg分别为滤波电抗器的电感和电阻。 
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