CN104167948A - 一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，软开关点检测电路实时检测交错并联反激变压器初级串联的开关管漏源电压，当检测到开关管关断后漏源电压谐振到波谷的信号送控制芯片FPGA，FPGA输出控制信号到开关管，导通开关管，使反激变压器工作在准谐振模式；开关管导通时间在FPGA内部进行迭代运算，使得输出功率正比于正弦波的平方，输出电流波形接近于半周期正弦波，控制开关管的关断，完成一次反激变压器的能量传递过程；实时调整每个周期内开关管开关的时刻，实现变频控制。本发明方法使开关管在可以稳定工作的频率范围内始终处于变频控制状态，最终提高了微型光伏并网逆变器的效率，改善了整体性能。

Description

一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力控制技术，特别涉及一种适用于交错反激结构的微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法。

背景技术

随着化石燃料产量的下降，国际上对开拓可再生能源的兴趣日益增长。太阳能、风能、地热能和潮汐能等能源形式都可以为人类利用，其中太阳能以其资源丰富、分布广泛、可再生以及无污染等优点得到了广泛的应用，尤其以太阳能光伏发电技术发展最快。近年来出现了微型光伏并网逆变器（Micro-Inverter，MI）的新架构，为每个光伏组件单独配备一个具备交直流转换功能和最大功率点跟踪（MPPT）功能的逆变器模块，将所有逆变器模块输出端连到电网。这种***结构可以完全消除光伏组件之间不匹配的问题，是未来光伏逆变器发展的趋势之一。

目前微型光伏并网逆变器多采用交错并联反激拓扑，为了实现高效率的转换，多在反激变压器的初级增加附加电路，采用高边钳位或低边钳位的方法实现软开关，反激变压器通常工作在电流连续的模式，在这种模式下，当前PWM控制周期反激变压器输出的能量与上个周期变压器的状态有关，对输出电流的波形控制不便。如果令反激变压器工作在电流断续的模式，当前PWM控制周期中反激变压器输出的能量与以前的状态无关，对输出电流波形的控制相对较容易实现，此时，一般对反激变压器初级开关管进行固定频率的PWM控制，调节其占空比，从而在次级获得马鞍形电流波形，完成能量传递变换的过程。但在这种模式下，反激变压器的电流波动较大，在相同的输入输出条件下，断续模式的电流峰值比连续模式的要大得多，***效率通常不高。

发明内容

本发明是针对交错反激结构的微型光伏并网逆变器波形控制不便，效率较低的问题，提出了一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，采用变频软开关准谐振模式，方便控制，提高效率。

本发明的技术方案为：一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，软开关点检测电路实时检测交错并联反激变压器初级串联的开关管漏源电压，当检测到开关管关断后漏源电压谐振到波谷的信号送控制芯片FPGA，FPGA输出控制信号到开关管，导通开关管，使反激变压器工作在准谐振模式；开关管导通时间在FPGA内部进行迭代运算，使得输出功率正比于正弦波的平方，输出电流波形接近于半周期正弦波，控制开关管的关断，完成一次反激变压器的能量传递过程；实时调整每个周期内开关管开关的时刻，实现变频控制。

所述软开关点检测电路由RC微分电路组成，实时检测交错并联反激变压器初级串联的开关管振荡波形的下降沿，确定波形谷底位置并稳定地输出一个可供FPGA直接采样处理的高电平信号。

所述开关管导通时间在FPGA内部进行迭代运算，设一个正弦周期采样点数为N，采样得到的点用s(i)(i=1,2,3,…,N)表示，并假设k=LA ²/R，反激变压器初级电感为L，输出电压的频率为f，幅值为A，负载电阻为R，迭代公式如下：

其中u _pv 为A/D模块测量的光伏电池板输入电压，T由FPGA结合软开关点检测电路计算得到，为变频控制的时间周期，t _on 则通过上式由FPGA内部算法进行逐一迭代，直到误差最小为止，k代表输出半周期正弦波的有效值，k用来控制输出功率的大小，k的变化通常根据FPGA内部的最大功率点跟踪算法模块来改变。

本发明的有益效果在于：本发明微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，通过软开关点检测电路实时检测反激变压器初级开关管漏源电压，给出漏源电压在开关管关断后谐振到波谷的信号，得到开关管开通的最佳时刻，使反激变压器工作在准谐振模式，并实现软开关，降低了开关损耗和应力；根据期望的半周期正弦波电流，通过FPGA实现的迭代运算，找出了最佳的开关管关断时刻，从而控制导通时长，使得输出电流总谐波失真最小。本发明实时调整每个PWM控制周期内开关管开关的时刻，在开关管可以稳定工作的频率范围内始终处于变频控制状态，最终提高了微型光伏并网逆变器的效率，改善了整体性能。

附图说明

图1为本发明变频软开关微型并网逆变器拓扑结构示意图；

图2为本发明中软开关点检测电路图；

图3为本发明中反激变压器初级开关管栅源电压和漏源电压波形图；

图4为本发明中软开关点检测电路测量输出波形图；

图5为本发明中开关管软开关状态栅源电压和漏源电压波形图；

图6为本发明中变频软开关微型并网逆变器输出电压和开关管漏源电压波形。

具体实施方式

如图1所示变频软开关微型并网逆变器拓扑结构示意图，微型并网逆变器***包括：输入电源（光伏电池板）1、两个完全相同的反激变压器2、控制反激变压器交错工作于准谐振模式的两个开关管3、软开关点检测电路4、全桥工频换向电路5、输出滤波电路6、FPGA模块7、电网8。

如图1-2，单块光伏电池板是微型光伏并网逆变器的输入电源。两个完全相同的反激变压器2并联后经两个控制开关管3连接于输入电源两端，图1中反激变压器2、开关管3、软开关点检测电路4均为一对，并联，结构相同，图1和2中均用一组表示，两组反激变压器2及其开关管3交错工作，实现DC-DC变换，将20V～50V的光伏电池板输入直流电压，变换为马鞍形波。软开关点检测电路4给出开关管3关断后漏源电压谐振到波谷的信号，给出开关管开通的最佳时刻，使反激变压器工作在准谐振模式，同时根据期望的半周期正弦波电流，通过FPGA模块实现的迭代运算，找出了最佳的开关管关断时刻，从而控制导通时长，实现变频软开关准谐振工作模式控制方法。然后经过全桥结构的工频换向，实现DC-AC变换，最后经滤波环节完成并网。

如图2所示软开关点检测电路图，软开关点检测电路中，Q1是反激变压器的开关管，采用低导通电阻的MOSFET，电阻R1、R3、R4和电容C1、C3组成微分电路，用来检测Q1漏源电压的下降沿，Q2的漏极输出软开关点检测信号给FPGA，R2是上拉电阻，二极管D1和D2用来限幅，保护Q2。Q1是主开关管，相当于图1中的3，Q2是软开关检测电路4中用到的控制用开关管，用以形成检测信号。

如图3所示反激变压器初级开关管栅源电压和漏源电压波形图，当反激变压器初级电感工作在电流断续模式时，开关管漏源电压有两次振荡过程。其中，示波器通道一是开关管栅源电压波形，通道二是开关管漏源电压波形。第一次振荡，是在开关管关断，变压器开始传递能量，次级电感续流时，反激变压器漏感与初级寄生电容及耦合到初级的次级寄生电容发生串联谐振，如图3中A处所示。第二次振荡，是在次级电感续流结束，下一个开关周期开始前，开关管漏源电压会发生固定频率的振荡，即初级电感在开关管导通期间储存的能量完全耦合到副级线圈之后，变压器初级电感与初级寄生电容及耦合到初级的次级寄生电容发生串联谐振，如图3中B处所示。如果能在输入电压和负载变化时，均能于开关管漏源电压发生第二次谐振的最低点处触发开关管Q1导通，则可以令开关应力最小。由于谐振波形呈衰减趋势，此时开关管的导通点应选在第一个振荡波形的谷底最佳，此位置的开关管两端电压为最小值u_DSmin=max(u _PV -u _G /N,0)，其中u _PV 为光伏板输出电压，u _G /N为反激变压器次级折算到初级的电压。如***中发生串联谐振的LC参数和反激变压器匝比设计合理，第二次振荡时，B处的开关管漏源电压可以谐振到零，但不会过零。因为一旦即将过零，将被并联在开关管两端的体二极管钳位到零点。此时导通开关管则满足零电压开通的软开关条件，如果开关管导通时刻刚好在B处第一个波谷处，反激变压器将工作在准谐振模式。

如图4所示软开关点检测电路测量输出波形图，为使反激变压器可靠地工作于准谐振模式，图2的软开关点检测电路将检测开关管振荡波形的下降沿，确定波形谷底位置并稳定地给出软开关点提示信号。图4中示波器通道一是软开关点检测信号输出波形，通道二是开关管漏源电压波形。可见，在漏源电压降到最低点之前，检测电路就已经输出了一个可供FPGA模块直接采样处理的高电平信号。将此信号连到FPGA引脚，FPGA内部经过固定的小延时（延时因为波谷信号到了，不是正好要导通开关管，波谷提示信号比真正的波谷点要早，所以小延时）后，控制开关管再次导通。接着，在FPGA内部进行迭代运算，找出最佳的开关管导通时长，使得输出功率正比于正弦波的平方，则输出电流波形就非常接近于半周期正弦波，据此控制开关管的关断，完成一次反激变压器的能量传递过程。

设开关管Q1导通时间为t _on，A/D模块测量的光伏电池板输入电压为u _pv ，反激变压器初级电感为L，当前开关Q1周期为T，两个反激变压器输出的瞬时功率为P _out，则有式（1）成立。

                             （1）

为了输出半周期正弦波电流，在纯阻性负载下，输出的功率将是正弦波的平方，设输出电压的频率为f，幅值为A，负载电阻为R，则输出功率P _out 也可以表示成式（2）的形式。

                      （2）

为了方便FPGA发PWM控制信号，将式（2）中的sin²(2πft)取一个周期内采样点的值保存在ROM中，设一个正弦周期采样点数为N，采样得到的点用s(i)(i=1,2,3,…,N)表示，并假设k=LA ²/R，则由式（1）、（2）可以得到下式。

                   （3）

在式（3）中，k用来控制输出功率的大小，u _pv 通过外接A/D模块来测量，T由FPGA结合软开关点检测电路计算得到，为变频控制的时间周期，t _on 则通过式（3）由FPGA内部算法进行逐一迭代，直到误差最小为止。从而k可以代表输出半周期正弦波的有效值，这样只需要控制k即可对输出波形幅值进行控制，其变化通常根据FPGA内部的最大功率点跟踪（MPPT）算法模块来改变。

如图5所示开关管软开关状态栅源电压和漏源电压波形图，按照本发明所述变频方法控制反激变压器初级开关管，可以实现软开关。示波器通道一是开关管栅源电压波形，通道二是漏源电压波形。可见，漏源电压谐振到波谷并为零后约100ns，开关管导通，实现了零电压导开通。

如图6所示变频软开关微型并网逆变器输出电压和开关管漏源电压波形，按照本发明所述的变频软开关控制方法设计的微型光伏并网逆变器具有良好的输出波形。示波器通道一是输出电压波形，示数衰减了10倍，通道二是反激变压器开关管漏源电压波形。在变频控制模式中，反激变换器的控制周期可以根据准谐振变换的软开关点自适应地进行调整。

本实施例中的微型并网逆变器变频软开关控制方法，通过软开关点检测电路实时检测反激变压器初级开关管漏源电压；给出在开关管关断后漏源电压谐振到波谷的信号，发送给主控芯片FPGA；在FPGA内部经过固定的小延时后，控制开关管再次导通，从而实现软开关；根据输出电流波形控制要求，在FPGA内部进行迭代运算，找出最佳的开关管导通时长，控制开关管的关断，完成一次反激变压器的能量传递过程。据此实时调整每个周期内开关管开关的时刻，从而实现变频控制。该方法在100W～250W的设计输出功率范围内可稳定的获得94.5%以上的功率转换效率，以及2.1%以下的电流总谐波畸变率。

Claims (3)

1.一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，其特征在于，软开关点检测电路实时检测交错并联反激变压器初级串联的开关管漏源电压，当检测到开关管关断后漏源电压谐振到波谷的信号送控制芯片FPGA，FPGA输出控制信号到开关管，导通开关管，使反激变压器工作在准谐振模式；开关管导通时间在FPGA内部进行迭代运算，使得输出功率正比于正弦波的平方，输出电流波形接近于半周期正弦波，控制开关管的关断，完成一次反激变压器的能量传递过程；实时调整每个周期内开关管开关的时刻，实现变频控制。

2.根据权利要求1所述微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，其特征在于，所述软开关点检测电路由RC微分电路组成，实时检测交错并联反激变压器初级串联的开关管振荡波形的下降沿，确定波形谷底位置并稳定地输出一个可供FPGA直接采样处理的高电平信号。

3.根据权利要求1所述微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法，其特征在于，所述开关管导通时间在FPGA内部进行迭代运算，设一个正弦周期采样点数为N，采样得到的点用s(i)(i=1,2,3,…,N)表示，并假设k=LA ²/R，反激变压器初级电感为L，输出电压的频率为f，幅值为A，负载电阻为R，迭代公式如下：

其中u _pv 为A/D模块测量的光伏电池板输入电压，T由FPGA结合软开关点检测电路计算得到，为变频控制的时间周期，t _on 则通过上式由FPGA内部算法进行逐一迭代，直到误差最小为止，k代表输出半周期正弦波的有效值，k用来控制输出功率的大小，k的变化通常根据FPGA内部的最大功率点跟踪算法模块来改变。