CN104167760B - 一种模块化多电平光伏并网***及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平光伏并网***及其控制方法。采用三相六桥臂拓扑结构，每个桥臂由一个半桥模块SM、N个组件模块PM、一个电感L串联组成。SM由两个IGBT管T1～T2、两个二极管D1～D2和一个电容C构成；PM是在SM基础上在电容C两端并联一个光伏组件PV。其控制方法包括最大功率跟踪控制、冗余模块控制、稳压控制和并网控制。本发明能实现局部阴影下逆变器的可靠工作和光伏组件的最大功率跟踪，模块化多电平结构减少了电容应力和逆变输出谐波含量，无需直流变换电路，通过控制方法实现每个PV组件的最大功率跟踪，比起常规的阵列全局最大功率控制方法，提高了输出功率，减少了硬件投入。

Description

一种模块化多电平光伏并网***及其控制方法

技术领域

本发明涉及分布式电源，特别涉及一种模块化多电平光伏并网***及其控制方法。

背景技术

当今世界，能源问题日益突出。寻求新能源来取代日益减少的化石燃料，已成为能源发展的必然趋势。在所有的新能源发电当中，太阳能发电地位突出，优势明显。太阳能是取之不尽用之不竭的能源，且储量巨大，没有开采和运输环节，太阳能发电清洁无污染，不排放废气，对环保有利。在能源危机即将爆发，环境逐渐恶化的今天，太阳能发电技术具有重要的研究价值和广阔的应用前景。

光伏发电是太阳能的重要利用方式，是一种分布式能源，得到人们的光伏关注。光伏并网技术已经成为了光伏领域的研究热点。在光伏并网应用中，提高光伏转换效率和逆变输出波形质量，对光伏并网***的发展具有重要意义。光伏组件功率较小，难以大范围应用。光伏阵列常常处于复杂的环境中，在阴影条件下时，易导致阵列功率失配，输出效率下降，常规最大功率控制方法失效，而全局最大功率控制方法复杂，会使成本上升。传统两电平逆变器容量小，开关器件承受电压、电流较大，直流电容应力大，且输出谐波含量大，滤波困难。采用直流模块式光伏***时，虽然抗阴影能力增强，但仍采用常规逆变器，效果不佳。

发明内容

本发明的目的是解决现有技术中，获得光伏组件的最大功率，提高局部阴影条件下光伏***的输出功率和逆变器的可靠性，减小逆变输出谐波含量的问题；同时省略直流变换电路，通过控制方法实现每个PV组件的最大功率跟踪，减少硬件投入。

本发明所采用的技术方案为：

一种模块化多电平光伏并网***，采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由1个半桥模块SM、N个组件模块PM和1个电感L串接而成，上、下桥臂连接点引出相线；三条相线接入公共电网；所述的N个组件模块PM为PM₁～PM_N；

SM由两个IGBT管T1～T2、两个二极管D1～D2和一个电容C构成；其中，IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的集电极相连并构成SM的正端，IGBT管T1的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T2的发射极与电容的负极相连并构成SM的负端；D1与T1反向并联，D2与T2反向并联；【反向并联是指IGBT管的发射极和二极管的正极连接，IGBT管的集电极和二极管的负极连接】；IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关信号；

PM由两个IGBT管T3～T4、两个二极管D3～D4和一个电容C构成；其中，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的集电极相连并构成PM的正端，IGBT管T3的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T4的发射极与电容的负极相连并构成PM的负端；D3与T3反向并联，D4与T4反向并联；IGBT管T3～T4的门极均接收外部设备提供的开关信号；在电容C的两端并联一个光伏组件PV；其中PV的正极与电容C的正极相连，PV的负极与电容C的负极相连；

每相上桥臂的SM、PM₁～PM_N、L依次串联，即SM的正端与直流侧正极相连，SM的负端与PM₁正端相连，处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连，n＝2，3，…，N-1，PM_N负端与L一端相连，L另一端引出相线；下桥臂L、PM₁～PM_N、SM依次串联，即L一端引出相线，L另一端与PM₁正端相连，处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连，n＝2，3，…，N-1，PM_N负端与SM的正端相连，SM的负端与直流侧负极相连；

所述N由光伏并网***容量决定，其中P_total为传输的总功率，P_pv为每个光伏组件的功率。

进一步地，N＝2。

一种模块化多电平光伏并网***控制方法，包括(1)组件模块PM控制方法和(2)冗余半桥模块SM控制方法；

(1)组件模块PM控制方法为：

每一相上桥臂中的每个组件模块PM的调制波表达式为：每一相下桥臂中的每个组件模块PM的调制波表达式为

其中U_refA为最大功率跟踪控制环节得到的电压的控制分量，U_refB为稳压控制环节得到的稳压控制的参考量，为并网控制环节中下桥臂的电压参考值，为并网控制环节中下桥臂的电压参考值；

将得到的U_pjn作为每一相上桥臂中的每个组件模块PM中IGBT管T1～T2的门极信号；将得到的U_njn作为每一相下桥臂中的每个组件模块PM中IGBT管的门极信号的调制波；

(2)冗余半桥模块SM控制方法为：

计算△U_SM＝U_DCref-∑U_PVC，其中△U_SM为冗余模块的电压基准值，U_DCref为直流侧电压设定值，∑U_PVC为该桥臂所有的组件模块的输出电压之和；△U_SM经过第二比例调节器后，与桥臂电流I_Pj经符号修正后的结果相乘，得到该相冗余半桥模块的电压调制波USMref；

将得到的U_SMref作为冗余半桥模块SM中IGBT管的门极信号的调制波。

进一步地，所述最大功率跟踪控制环节具体为：

采用扰动观察法，由太阳能电池的P-U曲线可知：当太阳能电池的工作在最大功率点的左侧时，dP/dU>0；而在最大功率点的右侧时，dP/dU<0；在最大功率点时，dP/dU＝0。根据这个特点，扰动观察法的控制过程为：首先让PV组件工作在一个初始值Uref，通过调节组件模块开关管的占空比给太阳能电池输出电压周期性的扰动。比如先扰动输出电压值(Uref+△U)，再测量其功率变化，与扰动之前功率值相比，若功率值增加，即dP/dU>0，说明光伏工作于最大功率点的左侧，则应在下一扰动周期继续保持当前的扰动方向，朝同一(+△U)方向扰动；反之，若扰动后的功率值小于扰动前即dP/dU<0，则说明光伏工作于最大功率点的右侧，当前扰动方向将使工作点远离最大功率点，所以应改变扰动方向，往相反(-△U)方向扰动。经过反复的调整，最后使光伏电池的工作点逼近最大功率点。将扰动步长△U作为最大功率跟踪环节的输入，经第一比例调节器后与检测到的桥臂电流I_Pj经符号修正后【通过符号函数】的结果相乘，得到电压的控制分量U_refA。

进一步地，所述稳压控制环节具体为：

计算U_C，即一相内各PM模块电容电压与半桥子模块电压之和的1/2：将U_C与给定的直流侧电压设定值U_DCref比较后，经第一PI调节器得到环流参考值i_Loopref；电流内环通过环流控制器，使其环流快速跟踪环流参考值i_Loopref；i_Loop与i_Loopref的差值经过第二PI调节器后的输出作为稳压控制的参考量U_refB；其中环流i_Loop通过测量上下桥臂的电流计算得到：其中i_p为该相中上桥臂的电流，i_n为该相中下桥臂的电流。

进一步地，所述并网控制环节，外环采用电压控制，内环采用电流控制；直流侧电压设定值U_DCref与实际值U_DC比较后的差值经过第三PI调节器后得到内环有功电流i_dref，无功电流分量i_qref设定为0；内环采用电流控制，i_dref与交流侧电流经abc/DQ变换得到的有功分量i_d比较后的差值经第四PI调节器得到有功电压基准值U_dref；i_qref与交流侧电流经abc/DQ变换得到的无功分量i_q比较后的差值经第五PI调节器得到无功电压基准值U_qref；然后通过DQ/abc变换输出三相基本调制量U_pref；【U_pref是一个值，代表三路输出中的一个】得到上桥臂电压参考值为下桥臂电压参考值为

进一步地，所述第二比例调节器的比例系数K_P0＝0.05。

所述第一比例调节器的比例系数K_P＝0.05。

所述第一PI调节器的比例系数K_P1＝5，积分系数K_I1＝500；第二PI调节器的比例系数K_P2＝5，积分系数K_I2＝100。

所述第三PI调节器的比例系数K_P3＝10，积分系数K_I3＝2000；第四PI调节器的比例系数K_P4＝0.6，积分系数K_I4＝600；第五PI调节器的比例系数K_P5＝0.6，积分系数K_I5＝600。

在调制策略上采用载波移相脉宽调制技术。

有益效果：

(1)本发明采用模块化多电平逆变器结构，应用于光伏***中，模块化多电平结构使输出波形电平数增加，增加了逆变器的容量，减少了电容应力和逆变输出谐波含量。

(2)传统光伏组件的最大功率控制，每一个光伏组件需要并联一个直流变换电路，在采用模块化多电平逆变器结构的情况下，光伏组件个数很多，硬件消耗非常大。本发明采用新型的结构不需要添加额外的直流变换电路，仅仅通过控制方法实现了每个PV组件的最大功率跟踪，比起常规的阵列全局最大功率控制方法，提高了输出功率，减少了硬件投入。

(3)本发明***在每条桥臂上额外设计有冗余半桥模块SM，当光照变化时，能保障逆变器的可靠工作，调节电压，避免出现电容电压过低的现象；同时，当某个PM组件失效时，该冗余模块还可以提供冗余替换的功能，保证***的高可靠运行。

(4)本发明结构简单，效率高，工程设计容易，使用方便。

附图说明

图1是本发明半桥模块SM和组件模块PM电路图：图1(a)为半桥模块SM电路图，图1(b)为组件模块PM电路图；

图2是本发明模块化多电平光伏并网***拓扑图；

图3是本发明最大功率跟踪控制框图；

图4是本发明冗余模块电压控制框图；

图5是本发明稳压控制框图；

图6是本发明并网控制框图；图6(a)为三相基本调制量控制框图；图6(b)为上桥臂参考电压控制框图；图6(c)为下桥臂参考电压控制框图；

图7是本发明总体控制框图；图7(a)为上桥臂各组件模块控制框图；图7(b)为下桥臂各组件模块控制框图；

图8为不同光照条件下，PV组件端口电压曲线

图9是本***控制方法和常规控制方法下的仿真对比图，图9(a)为本***及其控制方法下，局部阴影时PV组件的输出功率之和；为图9(b)常规控制方法下，局部阴影时PV组件的输出功率之和。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明；

如图1(a)是SM子模块。SM由两个IGBT管T1～T2、两个二极管D1～D2和一个电容C构成；其中，IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的集电极相连并构成SM的正端，IGBT管T1的集电极电容C的正极相连，IGBT管T2的发射极与电容的负极相连并构成SM的负端；D1与T1反向并联，D2与T2反向并联。IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关信号。光伏组件处于阴影时，半桥模块产生补偿电压，维持直流电压稳定。

如图1(b)是PM子模块。PM是在SM基础上在电容C两端并联一个光伏组件PV。PM由两个IGBT管T3～T4、两个二极管D3～D4和一个电容C构成；其中，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的集电极相连并构成PM的正端，IGBT管T3的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T4的发射极与电容的负极相连并构成PM的负端；D3与T3反向并联，D4与T4反向并联；IGBT管T3～T4的门极均接收外部设备提供的开关信号；在电容C的两端并联一个光伏组件PV；其中PV的正极与电容C的正极相连，PV的负极与电容C的负极相连；

图2是本发明模块化多电平光伏并网***拓扑图。其中，A、B和C表示该拓扑结构的交流侧的三相，u_a、u_b、u_c为三相的相电压。每相有上下两个对称的桥臂，每个桥臂由N个PM子模块、一个冗余SM子模块和一个串联电抗器L串联组成。上桥臂SM、PM₁～PM_N依次相连，其中SM正端与直流侧正极相连，负端与PM₁正端相连，PM_N负端与L一端相连，L另一端引出相线。处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连。下桥臂PM₁～PM_N、SM依次相连，其中L一端引出相线，L另一端与PM₁正端相连，PM_N负端与SM正端相连，SM负端与直流侧负极相连。处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连。P为直流侧正端，N为直流侧负端，U_d为直流侧电压。当光照变化时，PM模块电容电压必然会出现较大的变化，为了保障逆变器的可靠工作，不至于出现电容电压过低的现象，在每条桥臂上额外接了一个冗余的子模块，该子模块不接PV组件，仅仅起到调节电压的作用；同时，当某个PM组件失效时，该子模块还可以提供冗余替换的功能，保证***的高可靠运行。

图3是本发明最大功率跟踪控制框图。最大功率跟踪控制采用扰动观察法。由太阳能电池的P-U曲线可知：当太阳能电池的工作在最大功率点的左侧时，dP/dU>0；而在最大功率点的右侧时，dP/dU<0；在最大功率点时，dP/dU＝0。根据这个特点，扰动观察法的控制过程为：首先让PV组件工作在一个初始值Uref，通过调节组件模块开关管的占空比给太阳能电池输出电压周期性的扰动。比如先扰动输出电压值(Uref+△U)，再测量其功率变化，与扰动之前功率值相比，若功率值增加，即dP/dU>0，说明光伏工作于最大功率点的左侧，则应在下一扰动周期继续保持当前的扰动方向，朝同一(+△U)方向扰动；反之，若扰动后的功率值小于扰动前即dP/dU<0，则说明光伏工作于最大功率点的右侧，当前扰动方向将使工作点远离最大功率点，所以应改变扰动方向，往相反(-△U)方向扰动。经过反复的调整，最后使光伏电池的工作点逼近最大功率点。

将扰动步长△U【这里取2V】为作为最大功率跟踪环节的输入，经第一比例调节器后与检测到的桥臂电流I_Pj经符号修正后的结果相乘，得到电压的控制分量U_refA；作为一种实施例，第一比例调节器调节系数为K_P＝0.05。

图4是本发明冗余模块电压控制框图。计算△U_SM＝U_DCref-∑U_PVC，其中△U_SM为冗余模块的电压基准值，U_DCref为直流侧电压设定值，∑U_PVC为该桥臂所有的组件模块的输出电压之和；△U_SM经过第二比例调节器后，与桥臂电流I_Pj经符号修正后的结果相乘，得到该相冗余半桥模块的电压调制波U_SMref；作为一种实施例，第二比例调节器调节系数为：K_P0＝0.05。

图5是本发明稳压控制框图。U_DCref是直流侧电压设定值，U_C是一相内各PM模块电容电压与半桥子模块电压之和的1/2：U_C与给定的U_DCref比较后，经过第一PI调节器得到环流参考值i_Loopref；作为一种实施例，第一PI调节器调节系数为：比例系数K_P1＝5，积分系数K_I1＝500。电流内环是通过环流控制器，使其环流快速跟踪环流参考值i_Loopref，环流i_Loop可以通过测量上下桥臂的电流计算得到：i_Loop与i_Loopref的差值经过第二PI调节器后的输出作为稳压控制的参考量U_refB；作为一种实施例，第二PI调节器调节系数为：比例系数K_P2＝5，积分系数K_I2＝100。

图6是本发明并网控制框图。如图6(a)所示，外环采用电压控制，直流侧电压设定值U_DCref与实际值U_DC的差值经第三PI调节器后作为内环有功电流i_dref的给定，作为一种实施例，第三PI调节器调节系数为：比例系数K_P3＝10，积分系数K_I3＝2000。无功电流分量设定为0；内环采用电流控制，i_dref与i_d的差值经第四PI调节器后作为有功电压基准值U_dref，作为一种实施例，第四PI调节器调节系数为：比例系数K_P4＝0.6，积分系数K_I4＝600。i_qref与i_q的差值经第五PI调节器后作为无功电压基准值U_qref；作为一种实施例，第五PI调节器调节系数为：比例系数K_P5＝0.6，积分系数K_I5＝600。然后通过DQ/abc变换输出U_pref。如图6(b)所示，对上桥臂电压参考值如图6(c)所示，下桥臂电压参考值 $U_{\mathrm{nj}}=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}+U_{\mathrm{pref}}.$

图7(a)和图7(b)是本发明上下桥臂组件模块总体控制框图。对于上下桥臂的N个组件模块，每个组件模块需要承担桥臂电压的再加上上述的电压的控制分量U_refA和稳压控制的参考量U_refB，得到每个子模块的调制波表达式。其中上桥臂的每个组件模块为 $U_{\mathrm{pjn}}=U_{\mathrm{refA}}+U_{\mathrm{refB}}+\frac{U_{\mathrm{pj}}}{N},$ 下桥臂每个组件模块为 $U_{\mathrm{njn}}=U_{\mathrm{refA}}+U_{\mathrm{refB}}+\frac{U_{\mathrm{nj}}}{N}.$

图8为不同光照条件下，各PV组件端口电压曲线。PV1为上桥臂PM1的光伏组件，PV2为上桥臂PM2的光伏组件，PV3为下桥臂PM1的光伏组件，PV4为下桥臂PM2的光伏组件。其中PV1光照为400W/m²，PV2光照为600W/m²，PV3光照为1000W/m²，PV4光照为1000W/m²。

当PV1光照为400W/m²，PV2光照为600W/m²，PV3光照为1000W/m²，PV光照为1000W/m²时，图9(a)和图9(b)分别为本***及其控制方法和常规对整个光伏阵列进行最大功率追踪控制方法下，局部阴影时PV组件的输出功率之和。由此可见，通过本发明的***和方法，光伏阵列输出更大的功率。

Claims (10)

1.一种模块化多电平光伏并网***，其特征在于：采用三相六桥臂拓扑结构，每相包括上、下两个桥臂，每个桥臂由1个半桥模块SM、N个组件模块PM和1个电感L串接而成，上、下桥臂连接点引出相线；三条相线接入公共电网；所述的N个组件模块PM为PM₁～PM_N；

SM由两个IGBT管T1～T2、两个二极管D1～D2和一个电容C构成；其中，IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的集电极相连并构成SM的正端，IGBT管T1的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T2的发射极与电容的负极相连并构成SM的负端；D1与T1反向并联，D2与T2反向并联；IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关信号；

PM由两个IGBT管T3～T4、两个二极管D3～D4和一个电容C构成；其中，IGBT管T3的发射极与IGBT管T4的集电极相连并构成PM的正端，IGBT管T3的集电极与电容C的正极相连，IGBT管T4的发射极与电容的负极相连并构成PM的负端；D3与T3反向并联，D4与T4反向并联；IGBT管T3～T4的门极均接收外部设备提供的开关信号；在电容C的两端并联一个光伏组件PV；其中PV的正极与电容C的正极相连，PV的负极与电容C的负极相连；

每相上桥臂的SM、PM₁～PM_N、L依次串联，即SM的正端与直流侧正极相连，SM的负端与PM₁正端相连，处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连，n＝2，3，…，N-1，PM_N负端与L一端相连，L另一端引出相线；每相下桥臂的L、PM₁～PM_N、SM依次串联，即L一端引出相线，L另一端与PM₁正端相连，处于中间的PM_n的正端与PM_n-1的负端相连，PM_n的负端与PM_n+1的正端相连，n＝2，3，…，N-1，PM_N负端与SM的正端相连，SM的负端与直流侧负极相连；

所述N由光伏并网***容量决定，其中P_total为传输的总功率，P_pv为每个光伏组件的功率。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平光伏并网***，其特征在于：N＝2。

3.一种模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述模块化多电平光伏并网***为权利要求1或2所述的模块化多电平光伏并网***；

所述控制方法包括(1)组件模块PM控制方法和(2)冗余半桥模块SM控制方法；

(1)组件模块PM控制方法为：

每一相上桥臂中的每个组件模块PM的调制波表达式为：每一相下桥臂中的每个组件模块PM的调制波表达式为

其中，N为每个桥臂中组件模块PM的个数；U_refA为最大功率跟踪控制环节得到的电压的控制分量，U_refB为稳压控制环节得到的稳压控制的参考量；U_pj为上桥臂电压参考值，U_nj为下桥臂电压参考值；为并网控制环节中下桥臂的电压参考值，为并网控制环节中下桥臂的电压参考值；

将得到的U_pjn作为每一相上桥臂中的每个组件模块PM中IGBT管T1～T2的门极信号的调制波；将得到的U_njn作为每一相下桥臂中的每个组件模块PM中IGBT管的门极信号的调制波；

(2)冗余半桥模块SM控制方法为：

计算△U_SM＝U_DCref-∑U_PVC，其中△U_SM为冗余模块的电压基准值，U_DCref为直流侧电压设定值，∑U_PVC为该桥臂所有的组件模块的输出电压之和；△U_SM经过第二比例调节器后，与桥臂电流I_Pj经符号修正后的结果相乘，得到该相冗余半桥模块的电压调制波U_SMref；

将得到的U_SMref作为冗余半桥模块SM中IGBT管的门极信号的调制波。

4.根据权利要求3所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述最大功率跟踪控制环节具体为：

采用扰动观察法，将扰动步长△U作为最大功率跟踪环节的输入，经第一比例调节器后与检测到的桥臂电流I_Pj经符号修正后的结果相乘，得到电压的控制分量U_refA。

5.根据权利要求3所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述稳压控制环节具体为：

计算U_C，即一相内各PM模块电容电压与半桥子模块电压之和的1/2：其中U_Pjk表示一相内上桥臂第k个PM模块的电容电压，U_Njk表示一相内下桥臂第k个PM模块的电容电压，k为每个桥臂中PM模块的序号，k＝1,2，…，N，∑U_SM表示一相内半桥子模块电压之和；将U_C与给定的直流侧电压设定值U_DCref比较后，经第一PI调节器得到环流参考值i_Loopref；i_Loop与i_Loopref的差值经过第二PI调节器后的输出作为稳压控制的参考量U_refB；其中环流i_Loop通过测量上下桥臂的电流计算得到：其中i_p为该相中上桥臂的电流，i_n为该相中下桥臂的电流。

6.根据权利要求3所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述并网控制环节，外环采用电压控制，内环采用电流控制；直流侧电压设定值U_DCref与实际值U_DC比较后的差值经过第三PI调节器后得到内环有功电流i_dref，无功电流分量i_qref设定为0；i_dref与交流侧电流经abc/DQ变换得到的有功分量i_d比较后的差值经第四PI调节器得到有功电压基准值U_dref；i_qref与交流侧电流经abc/DQ变换得到的无功分量i_q比较后的差值经第五PI调节器得到无功电压基准值U_qref；然后通过DQ/abc变换输出三相基本调制量U_pref；得到上桥臂电压参考值为 $U_{pj}=\frac{U_{dc}}{2}-U_{pref},$ 下桥臂电压参考值为 $U_{nj}=\frac{U_{dc}}{2}+U_{pref}.$

7.根据权利要求3所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述第二比例调节器的比例系数K_P0＝0.05。

8.根据权利要求4所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述第一比例调节器的比例系数K_P＝0.05。

9.根据权利要求5所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述第一PI调节器的比例系数K_P1＝5，积分系数K_I1＝500；第二PI调节器的比例系数K_P2＝5，积分系数K_I2＝100。

10.根据权利要求6所述的模块化多电平光伏并网***控制方法，其特征在于：所述第三PI调节器的比例系数K_P3＝10，积分系数K_I3＝2000；第四PI调节器的比例系数K_P4＝0.6，积分系数K_I4＝600；第五PI调节器的比例系数K_P5＝0.6，积分系数K_I5＝600。