CN104143910A - 复合电源管理装置以及通信装置 - Google Patents

Abstract

一种复合电源管理装置以及通信装置。本发明的目在于提高集成在1个电子部件内置基板的多个非绝缘型DC/DC转换器各自的动作的精度。其中，多个非绝缘型DC/DC转换器(10_k)分别具有串联连接在节点(n1_k)与节点(n2_k)之间的开关元件(11_k)和扼流线圈(13_k)、一个端部连接于开关元件(11_k)与扼流线圈(13_k)的连接点即节点(n3_k)且另一个端部连接于相对应的接地端子(G_k)的开关元件(12_k)、以及基于开关元件(12_k)的另一个端部即节点(n4_k)的电压来排他性地控制开关元件(11_k,12_k)的ON/OFF状态的误差放大器(14_k)，共用基准线(Z_G)连接于设置在连接多个非绝缘型DC/DC转换器(10_k)各自的开关元件(12_k)与接地端子(G_k)的配线的节点(n5_k)。

Description

复合电源管理装置以及通信装置

技术领域

本发明涉及复合电源管理装置以及通信装置，特别是涉及具有在1个电子部件内置基板内集成有多个非绝缘型降压(或者升压)DC/DC转换器的构造的复合电源管理装置以及具备这样的多个电源管理装置的通信装置。

背景技术

近年来，在正在快速普及的智能电话等通信装置中，为了将从外部提供的电源电压降压或者升压并提供给内部的处理器，而使用非绝缘型DC/DC转换器。非绝缘型的DC/DC转换器是由晶体管的开关来转换电压的转换器，由于不使用变压器因此适用于小型化。近年来，内置这样的非绝缘型DC/DC转换器的电子部件内置基板也得到使用，在专利文献1中公开了内置降压DC/DC转换器的电子部件内置基板的例子。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4953034号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

可是，在最近的智能电话等通信装置中，有内置频带处理器或应用处理器等需要互为不同的电源电压的多个部件。在该情况下，从单一的电源电压生成多个电源电压的结构是必要的，作为其具体例子，近年来正在研究具有将多个非绝缘型DC/DC转换器集成在1个电子部件内置基板的结构的复合电源管理装置。

然而，在1个电子部件内置基板集成多个非绝缘型DC/DC转换器的情况下，与嵌入仅1个非绝缘型DC/DC转换器的情况相比，降压动作或升压动作的误差变大，因而有必要进行改善。以下，就这点进行详细说明。

图6(a)、图6(b)分别是表示本发明的背景技术所涉及的非绝缘型的DC/DC转换器100和本发明的背景技术所涉及的非绝缘型的DC/DC转换器110的图。在图6(a)中还图示直流电源120和降压后的电源电压的供给对象即负载121，在图6(b)中还图示直流电源120和升压了的电源电压的供给对象即负载122。以下，首先说明这些结构，其后，就在1个电子部件内置基板集成多个非绝缘型DC/DC转换器的情况的问题点进行说明。

如图6(a)所示，降压DC/DC转换器100具有P沟道MOS晶体管即开关元件101、N沟道MOS晶体管即开关元件102、扼流线圈103、误差放大器104、基准电压生成电路105、可变电阻106、电阻107、斜波生成电路108、以及比较器109而构成。在降压DC/DC转换器100的输入节点n100连接有直流电源120，在输出节点n101连接有负载121。

开关元件101和扼流线圈103依次串联连接在输入节点n100与输出节点n101之间。开关元件102连接于开关元件101和扼流线圈103的连接点即节点n102与接地端子之间。电阻107和可变电阻106依次串联连接在输出节点n101与开关元件102的接地侧端部即节点n103之间。

开关元件101,102的栅电极均连接于比较器109的输出端子。比较器109的非反相输入端子连接于斜波生成电路108的输出端子，比较器109的反相输入端子连接于误差放大器104的输出端子。误差放大器104的非反相输入端子连接于基准电压生成电路105，误差放大器104的反相输入端子连接于电阻107和可变电阻106的连接点即节点n104。

在降压DC/DC转换器100中，通过误差放大器104的控制来切换开关元件101,102的状态。具体而言，在开关元件101,102分别为导通(ON)、关断(OFF)的第1状态与开关元件101,102分别为关断(OFF)、导通(ON)的第2状态之间，切换开关元件101,102的状态。在第1状态下，电源电压从直流电源120沿着线路R101提供给负载121，再将能量蓄积于扼流线圈103。另一方面，在第2状态下，由从扼流线圈103释放的能量产生电压，该电压沿着线路R102提供给负载121。

误差放大器104输出将节点n104的电压与基准电压生成电路105的输出电压的差分进行积分后的值，比较器109在该积分值比斜波生成电路108的输出电压大的情况下输出低电平的电压，使开关元件101,102为上述的第1状态。由此，输出节点n101的电压上升。另一方面，比较器109在误差放大器104的输出比斜波生成电路108的输出电压小的情况下输出高电平的电压，使开关元件101,102为上述的第2状态。由此，输出节点n101的电压下降。如此，输出节点n101的电压成为恒定值。

接着，如图6(b)所示，升压DC/DC转换器110具有N沟道MOS晶体管即开关元件111、P沟道MOS晶体管即开关元件112、扼流线圈113、误差放大器114、基准电压生成电路115、可变电阻116、电阻117、斜波生成电路118、以及比较器119而构成。在升压DC/DC转换器110的输入节点n110连接有直流电源120，在输出节点n111连接有负载122。

扼流线圈113以及开关元件112依次串联连接在输入节点n110与输出节点n111之间。开关元件111连接于扼流线圈113和开关元件112的连接点即节点n112与接地端子之间。电阻117和可变电阻116依次串联连接在输出节点n111与开关元件111的接地侧端部即节点n113之间。

开关元件111,112的栅电极均连接于比较器119的输出端子。比较器119的非反相输入端子连接于斜波生成电路118的输出端子，比较器119的反相输入端子连接于误差放大器114的输出端子。误差放大器114的非反相输入端子连接于基准电压生成电路115，误差放大器114的反相输入端子连接于电阻117和可变电阻116的连接点即节点n114。

在升压DC/DC转换器110中，通过误差放大器114的控制来切换开关元件111,112的状态。具体而言，在开关元件111,112分别为导通(ON)、关断(OFF)的第3状态与开关元件111,112分别为关断(OFF)、导通(ON)的第4状态之间，切换开关元件111,112的状态。在第3状态下，电源电压从直流电源120沿着线路R103提供给扼流线圈113，由此，将能量蓄积于扼流线圈113。另一方面，在第4状态下，电源电压从直流电源120沿着线路R104提供给负载122，但是由于加上由从扼流线圈113释放的能量所产生的电压，因此施加于负载122的电压为比直流电源120所输出的电源电压大的电压。

误差放大器114输出将节点n114的电压与基准电压生成电路105的输出电压的差分进行积分后的值，比较器119在该积分值比斜波生成电路118的输出电压大的情况下输出高电平的电压，使开关元件111,112为上述的第3状态。由此，能量蓄积在扼流线圈113，而输出节点n111的电压下降。另一方面，比较器119在误差放大器114的输出比斜波生成电路118的输出电压小的情况下输出低电平的电压，使开关元件111,112为上述的第4状态。由此，输出节点n111的电压上升。如此，输出节点n111的电压成为恒定值。

以下，就在1个电子部件内置基板集成多个非绝缘型DC/DC转换器的情况的问题点进行说明。

首先，着眼于降压DC/DC转换器100进行说明。如从上述的说明得以理解，误差放大器104基于节点n104的电压进行开关元件101,102的切换控制。再者，节点n104的电压不仅随节点n101的电压而且还随节点n103的电压而变动。因此，为了使误差放大器104正确地动作，有必要恒定地保持节点n103的电压。

如图6(a)所示，节点n103连接于接地端子。因此，通常而言节点n103的电压为与从外部提供的接地电位相等的值。实际上在电流流过线路R101的情况(电流不流过节点n103的情况)下，节点n103的电压与接地电位基本相等。然而，在电流流过线路R102的情况下，节点n103的电压变化成比接地电位小的值。这是由于为了配线电阻存在于节点n103与接地端子之间而产生的电压降所引起的结果。

在1个电子部件内置基板嵌入仅1个非绝缘型DC/DC转换器的情况下，可以设计电子部件内置基板的内部配线或内部通孔(via)导体，使得节点n103与接地端子之间的配线电阻为极小的值，通过这样做，能够使上述那样的节点n103的电压降减少到基本不成为问题的水平。但是，在1个电子部件内置基板集成多个非绝缘型DC/DC转换器的情况下，电子部件内置基板的内部配线或内部通孔导体的设计自由度受到很大限制，因而难以利用下功夫设计来减少节点n103的电压降。作为其结果，降压动作的误差变大。

对于升压DC/DC转换器110也是同样。在升压DC/DC转换器110中，为了使误差放大器114正确地动作而有必要恒定地保持节点n113的电压，但是在1个电子部件内置基板集成多个非绝缘型DC/DC转换器的情况下，电子部件内置基板的内部配线或内部通孔导体的设计自由度受到很大限制。其结果，难以利用下功夫设计来减少节点n113的电压上升(由于电流流过线路R103而引起的上升)，产生升压动作的误差变大的情况。

因此，本发明的目的之一在于提供一种能够提高集成在1个电子部件内置基板的多个非绝缘型DC/DC转换器各自的动作精度的复合电源管理装置以及通信装置。

解决技术问题的手段

本所涉及的复合电源管理装置，其特征在于：具备分别具有提供外部电源的第1节点、连接于负载的第2节点、以及提供接地电位的接地端子的多个非绝缘型DC/DC转换器；以及共同连接于所述多个非绝缘型DC/DC转换器的共用基准线；所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别具有串联连接在所述第1节点与所述第2节点之间的第1开关元件和电感器、一个端部连接于所述第1开关元件和所述电感器的连接点即第3节点且另一个端部连接于相对应的所述接地端子的第2开关元件、以及基于所述第2开关元件的所述另一个端部即第4节点的电压来排他性地控制所述第1和第2开关元件的ON/OFF状态的输出电压调整电路，所述共用基准线连接于设置在连接所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述第2开关元件与所述接地端子的配线的第5节点。

根据本发明，能够在非绝缘型DC/DC转换器为降压型的情况下防止第4节点的电压降，在非绝缘型DC/DC转换器为升压型的情况下防止第4节点的电压上升，因而能够提高集成在1个电子部件内置基板的多个非绝缘型DC/DC转换器各自的动作精度。另外，还能够得到减少出现在第2节点的波纹噪声的效果、以及减少在切换第1和第2开关元件的ON/OFF后紧接着发生的高频谐振噪声的效果。

在上述复合电源管理装置中，可选地，还具备：多层基板，其具有第1至第3配线层、位于所述第1配线层与所述第2配线层之间的第1树脂层、位于所述第2配线层与所述第3配线层之间的第2树脂层、贯通所述第1树脂层并将所述第1和第2配线层相互连接的第1通孔导体、贯通所述第2树脂层并将所述第2和第3配线层相互连接的第2通孔导体、以及设置在所述第2树脂层的IC用通孔导体；以及半导体电子部件，其集成有所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述第1和第2开关元件以及所述输出电压调整电路，且埋入到所述第2树脂层，所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述接地端子形成在所述第1配线层，并且经由所述第1和第2通孔导体而连接于所述第2和第3配线层，所述半导体电子部件经由所述IC用通孔导体而连接于与相对应的所述接地端子相连接的所述第2配线层内的配线，所述共用基准线设置在所述第3配线层，所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述接地端子连接于所述第3配线层内的所述共用基准线即配线。

在该复合电源管理装置中，进一步可选地，所述多层基板具有第4配线层、位于所述第3配线层与所述第4配线层之间的第3树脂层、以及贯通所述第3树脂层并将所述第3和第4配线层相互连接的第3通孔导体，所述电感器是连接于所述第4配线层的贴片部件。

另外，进一步可选地，所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别具有连接于所述第1节点与所述共用基准线之间的第1电容器、以及连接于所述第2节点与所述共用基准线之间的第2电容器，所述第1和第2电容器分别是连接于所述第4配线层的贴片部件。

在上述各复合电源管理装置中，进一步可选地，当以所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自中的无所述共用基准线的情况下的所述第4节点的电压即第1电压在所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的该第1电压的合计值中所占的比例为第1比例，并以所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自中的所述第5节点与所述共用基准线之间的配线电阻即第1电阻值在所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的该第1电阻值的合计值中所占的比例为第2比例时，所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自中的所述第1电阻值以该非绝缘型DC/DC转换器中的所述第1和第2比例成为反比例的关系的方式决定。

在上述各复合电源管理装置中，进一步可选地，所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别具有测定流过所述第4节点与所述第5节点之间的电流量的电流传感器，所述复合电源管理装置还具备修正所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述输出电压调整电路的传递函数的传递函数修正机构、以及针对所述多个非绝缘型DC/DC转换器每个存储所述传递函数的修正信息的存储机构，所述传递函数修正机构基于所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述电流传感器的测定结果以及存储在所述存储机构中的所述修正信息来修正所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述输出电压调整电路的所述传递函数。

在上述各复合电源管理装置中，进一步可选地，所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别是降压DC/DC转换器，所述第1开关元件与所述电感器相比在电气上配置在靠近所述第1节点的位置，可选地，所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别是升压DC/DC转换器，所述第1开关元件与所述电感器相比在电气上配置在靠近所述第2节点的位置。

另外，本发明所涉及的通信装置，其特征在于：具备上述各复合电源管理装置当中的任一个。

发明的效果

根据本发明，能够提高集成在1个电子部件内置基板的多个非绝缘型DC/DC转换器各自的动作精度。

附图说明

图1(a)是本发明优选的第1实施方式所涉及的复合电源管理装置1的截面的示意图，图1(b)是表示内置在该复合电源管理装置1中的DC/DC转换器10_k的电路结构的图。

图2(a)是关于本发明优选的第1实施方式所涉及的复合电源管理装置1，并表示连接节点n4_k,n6_k,n7_k、共用基准线Z_G、以及接地端子G_k之间的配线阻抗的图，图2(b)是表示n＝2的情况的图。

图3(a)是表示本发明的比较例所涉及的复合电源管理装置中所包含的DC/DC转换器50_k的电路结构的图，图3(b)是关于DC/DC转换器50_k，并表示连接节点n4_k,n6_k,n7_k以及接地端子G_k之间的配线阻抗的图。

图4(a)是表示本发明第2实施方式所涉及的复合电源管理装置1的电路结构的图，图4(b)是传递函数f_k的修正信息的说明图。

图5是表示本发明第3实施方式所涉及的内置在复合电源管理装置中的非绝缘型升压DC/DC转换器30_k的电路结构的图。

图6(a)、图6(b)分别是表示本发明的背景技术所涉及的非绝缘型降压DC/DC转换器100、以及本发明的背景技术所涉及的非绝缘型升压DC/DC转换器110的图。

附图的说明：

B           焊球

ESL1～ESL6  寄生电感

ESR1～ESR6  寄生电阻

G_k          接地端子

I1～I3      树脂层

L1～L4      配线层

V12,V23,V34 通孔导体

VIC         IC用通孔导体

Z_G          共用基准线

10_k         降压DC/DC转换器

1           复合电源管理装置

2           半导体电子部件

11_k,12_k     开关元件

13_k         扼流线圈

14_k         误差放大器

15_k         基准电压生成电路

16_k         可变电阻

17_k         电阻

18_k         初级侧电容器

19_k         次级侧电容器

1A_k         斜波生成电路

1B_k         比较器

20_k       电流传感器

21        传递函数修正机构

22        非挥发性存储器

30_k       升压DC/DC转换器

31_k,32_k   开关元件

33_k       扼流线圈

34_k       误差放大器

35_k       基准电压生成电路

36_k       可变电阻

37_k       电阻

38_k       初级侧电容器

39_k       次级侧电容器

3A_k       斜波生成电路

3B_k       比较器

具体实施方式

以下，一边参照附图一边就本发明的优选实施方式进行详细说明。

图1(a)是本发明优选的第1实施方式所涉及的复合电源管理装置1的截面的示意图。另外，图1(b)是表示内置在该复合电源管理装置1中的DC/DC转换器10_k的电路结构的图。DC/DC转换器10_k是非绝缘型的降压DC/DC转换器，在复合电源管理装置1中，内置有n+1个(DC/DC转换器10₀～10_n)这样的DC/DC转换器10_k。

如图1(a)所示，复合电源管理装置1具有在由3层树脂层I1～I3构成的多层基板中埋入有半导体电子部件2的构造。半导体电子部件2是构成包含于DC/DC转换器10₀～10_n中的半导体电路(后述的包含开关元件11_k,12_k、误差放大器14_k等的电路)的电子部件，在使端子面朝向树脂层I1侧的状态下埋入到树脂层I2。

在构成多层基板下侧表面的树脂层I1的下侧表面，形成有配线层L1以及焊球B。焊球B是为了在将复合电源管理装置1安装于外部印刷基板等时连接印刷基板上的配线与复合电源管理装置1的端子而使用的。

树脂层I1与树脂层I2之间形成有配线层L2，在树脂层I2与树脂层I3之间形成有配线层L3。在作为配线层L3形成的配线，包含稍后详细说明的共用基准线Z_G。

在构成多层基板的上侧表面的树脂层I3上侧表面，形成有配线层L4。在配线层L4的表面，分别安装有贴片部件即初级侧电容器18₀～18_n、扼流线圈13₀～13_n、以及次级侧电容器19₀～19_n。再有，在图1(a)中，例示了分别各1个(初级侧电容器18_k、扼流线圈13_k以及次级侧电容器19_k)。

在树脂层I1,I2,I3，分别设置有通孔导体V12,V23,V34。通孔导体V12贯通树脂层I1并连接配线层L1与配线层L2。通孔导体V23贯通树脂层I2并连接配线层L2与配线层L3。通孔导体V34贯通树脂层I3并连接配线层L3与配线层L4。另外，在树脂层I2，还设置IC用通孔导体VIC。IC用通孔导体VIC连接配线层L2与半导体电子部件2的端子电极。

如图1(b)所示，DC/DC转换器10_k具有P沟道MOS晶体管即开关元件11_k、N沟道MOS晶体管即开关元件12_k、扼流线圈13_k、误差放大器14_k(输出电压调整电路)、基准电压生成电路15_k、可变电阻16_k、电阻17_k、初级侧电容器18_k、次级侧电容器19_k、斜波生成电路1A_k、以及比较器1B_k而构成。在DC/DC转换器10_k的输入节点n1_k连接有直流电源6_k，在输出节点n2_k连接有负载7_k。再有，作为直流电源6_k，可以使用DC/DC转换器10₀～10_n的一部分或者全部共用的直流电源。

开关元件11_k以及扼流线圈13_k依次串联连接在输入节点n1_k与输出节点n2_k之间。开关元件12_k连接于开关元件11_k和扼流线圈13_k的连接点即节点n3_k与图1(a)所示的焊球B之一即接地端子G_k之间。电阻17_k以及可变电阻16_k依次串联连接在输出节点n2_k与开关元件12_k的接地侧端部即节点n4_k之间。

在接地端子G_k，除了开关元件12_k(节点n4_k)以外，还连接有初级侧电容器18_k的接地侧端部即节点n6_k、以及次级侧电容器19_k的接地侧端部即节点n7_k。即，接地端子G_k成为与开关元件12_k、初级侧电容器18_k、以及次级侧电容器19_k共用的接地端子。初级侧电容器18_k的另外一个端部连接于输入节点n1_k，次级侧电容器19_k的另外一个端部连接于输出节点n2_k。

节点n6_k,n7_k与接地端子G_k经由图1(a)所示的配线层L3所属的共用基准线Z_G来连接。在连接该共用基准线Z_G与接地端子G_k的配线的中途设置有节点n5_k，节点n4_k经由该节点n5_k而连接于接地端子G_k。

共用基准线Z_G在DC/DC转换器10₀～10_n是共用的。即，共用基准线Z_G与节点n5₀～n5_n(节点n4₀～n4_n以及接地端子G₀～G_n)、节点n6₀～n6_n、以及节点n7₀～n7_n的各个相连接。

开关元件11_k,12_k的栅电极均连接于比较器1B_k的输出端子。比较器1B_k的非反相输入端子连接于斜波生成电路1A_k的输出端子，比较器14_k的反相输入端子连接于误差放大器14_k的输出端子。误差放大器14_k的非反相输入端子连接于基准电压生成电路15_k，误差放大器14_k的反相输入端子连接于电阻17_k和可变电阻16_k的连接点即节点n8_k。

在DC/DC转换器10_k中，通过误差放大器14_k的控制而排他性地切换开关元件11_k,12_k的状态。具体而言，在开关元件11_k,12_k分别为导通(ON)、关断(OFF)的第1状态(以下，将开关元件11_k,12_k处于该第1状态的期间称为“ON期间”)与开关元件11_k,12_k分别为关断(OFF)、导通(ON)的第2状态(以下，将开关元件11_k,12_k处于该第2状态的期间称为“OFF期间”)之间，切换开关元件11_k,12_k的状态。在ON期间，从直流电源6_k沿着线路R1向负载7_k提供电源电压，再将能量蓄积于扼流线圈13_k。另一方面，在OFF期间，由从扼流线圈13_k释放的能量产生电压，该电压沿着线路R2提供给负载7_k。

误差放大器14_k输出将节点n8_k的电压与基准电压生成电路15_k的输出电压的差分进行积分后的值，比较器1B_k在该积分值比斜波生成电路1A_k的输出电压大的情况下输出低电平的电压，使开关元件11_k,12_k为上述的第1状态。由此，输出节点n2_k的电压上升。另一方面，比较器1B_k在误差放大器14_k的输出比斜波生成电路1A_k的输出电压小的情况下输出高电平的电压，使开关元件11_k,12_k为上述的第2状态。由此，输出节点n2_k的电压下降。如此，输出节点n2_k的电压成为恒定值。

图2(a)是表示连接节点n4_k,n6_k,n7_k、共用基准线Z_G、以及接地端子G_k之间的配线的阻抗的图。同图所示的阻抗Z_x,k(x是L1,V12,L2,V23,L3中的任一个)表示在连接接地端子G_k与共用基准线Z_G之间的配线当中作为由变量x所表示的配线层或者通孔导体而形成的部分的阻抗。如从同图得以理解，在节点n5_k设置有配线层L2。另外，阻抗Z1_x,k(x是L4,V34,L3中的任一个)表示在连接共用基准线Z_G与节点n6_k之间的配线当中作为由变量x所表示的配线层或者通孔导体而形成的部分的阻抗，阻抗Z2_x,k(x是L4,V34,L3中的任一个)表示在连接共用基准线Z_G与节点n7_k之间的配线当中作为由变量x所表示的配线层或者通孔导体而形成的部分的阻抗，阻抗Z3_x,k(x是L3,VIC中的任一个)表示在连接节点n5_k与节点n4_k之间的配线当中作为由变量x所表示的配线层或者通孔导体而形成的部分的阻抗。

电流i_k0是在OFF期间从节点n5_k流入到节点n4_k的电流，电流i_kl是在OFF期间从节点n5_k流入到共用基准线Z_G的电流.

电流i_k0是使用流入到负载7_k的电流i_LOAD,k和开关元件11_k的ON占空D(时比率＝ON期间的时间长/周期)由下面的式(1)表示。再有，式(1)第三边的V_i,k,V_0,k分别是节点n1_k,n2_k的电压(参照图1(b))

[数1]

$i_{k0}=i_{\mathrm{LOAD},k}\·(1-D)=i_{\mathrm{LOAD},k}\·(1-\frac{V_{o,k}}{V_{i,k}})...\left(1\right)$

另外，电流i_k1由下面的式(2)表示。其中，式(2)中的Z_A,k是节点n5_k与接地端子G_k之间的阻抗(＝Z_L1,k+Z_V12,k)，Z_B,k是节点n5_k与共用基准线Z_G之间的阻抗(＝Z_L2,k+Z_V23,k+Z_L3,k)。另外，A是表示成式(3)的常数。另外，M,L,j分别定义成下面的式(4)～式(6)。

[数2]

$\begin{array}{c}{i}_{k1}=\frac{1}{A}\left[\underset{m=0,m\≠}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\right\{Z_{A,m}\·\underset{j=m+1,j\≠k}{\overset{M}{\mathrm{\Π}}}(Z_{Z,j}+Z_{B,j})\·i_{j0}\}\\ -\underset{m=0,m\≠k}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(Z_{A,m}{Z}_{B,m}\right)\·Z_{Z,k}\·i_{k0}]\end{array}...\left(2\right)$

$\begin{array}{c}A=\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{j=i}{\overset{M}{\mathrm{\Π}}}{Z}_{A,j}\right)+\underset{j=i}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{j=i}{\overset{M}{\mathrm{\Π}}}{Z}_{B,j}\right)+\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(Z_{A,m}\·\underset{j=m+1}{\overset{L}{\mathrm{\Π}}}{Z}_{B,j})\\ +\underset{k=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(Z_{B,m}\·\underset{j=m+1}{\overset{L}{\mathrm{\Π}}}{Z}_{B,j})\end{array}...\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{cc}M=n-1+m& (m\≤1)\\ M=m-2& (m>1)\end{array}\right....\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{cc}L=n+m& (m=\≤1)\\ L=m-1& (m\≥1)\end{array}\right....\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{cc}j=m,m+1,m+2,\·\·\·,M& (m\≤1)\\ j=m,m+1,m+2,\·\·\·n,0,\·\·\·,M& (m>1)\end{array}\right....\left(6\right)$

节点n4_k的电压理想地优选为接地电位。然而，在OFF期间上述电流i_k0,i_kl流动，因而在存在于接地端子G_k与节点n4_k之间的阻抗Z_L1,k,Z_V12,k,Z3_L2,k,Z3_VIC,k上发生电压降。其结果，电压V_k变得比接地电位低。在本实施方式所涉及的复合电源管理装置1中，通过利用共用基准线Z_G来将节点n5₀～n5_n相互连接，从而可以缓和这样的电压V_k的变化。再者，由此与不利用共用基准线Z_G的情况相比，可以提高降压动作的精度。

以下，就复合电源管理装置1起到上述所述的效果的理由进行详细说明，但是若沿着图2(a)的结构进行说明则公式等会变得复杂，因而以下以如图2(b)所示举出n＝2的情况(复合电源管理装置1由3个DC/DC转换器10₀～10₂构成的情况)为例来进行说明。另外，着眼于仅直流成分来进行说明，并将各阻抗置换成阻抗Z3_VIC,k,Z3_V2,k,的合成电阻R_k0、阻抗Z_L3,k,Z_V23,k,Z_L2,k的合成电阻R_k1、以及阻抗Z_V12,k,Z_L1,k的合成电阻R_k2来进行说明。

首先，考虑电流I₀₀～I₂₀不变化的稳定状态。在稳定状态下电流不流向电容器18_k,19_k(节点n6_k,n7_k)，因而在从接地端子G₀～G₂的各个流入到共用基准线Z_G的电流I₀₁～I₂₁之间，下面的式(7)成立。

[数3]

I₀₁+I₁₁+I₂₁＝0…(7)

另外，若共用基准线Z_G内的电压分布为恒定，则共用基准线Z_G的电压V_G表示成下面的式(8)。

[数4]

V_G＝R₀₁I₀₁+R₀₂(I₀₁+I₀₀)

＝R₁₁I₁₁+R₁₂(I₁₁+I₁₀)

R₂₁I₂₁+R₂₂(I₂₁+I₂₀)…(8)

若从式(7)求得电流I₂₁并代入到式(8)的等式第四边，则从与式(8)的关系得到下面的式(9)。

[数5]

(R₀₁+R₀₂+R₂₁+R₂₂)I₀₁+(R₂₁+R₂₂)I₁₁

＝R₂₂I₂₀-R₀₂I₀₀…(9)

另外，由式(8)的第1边和第2边求得下面的式(10)。

[数6]

(R₀₁+R₀₂)I₀₁-(R₁₁+R₁₂)I₁₁＝R₁₂I₁₀-R₀₂I₀₀…(10)

若将式(9)和式(10)看作电流I₀₁,I₁₁的联立方程式来解，则如下面的式(11)和式(12)所示可以由电流I₀₀～I₂₀的函数来表示电流I₀₁,I₁₁的各个。同样地对于电流I₂₁也如下面的式(13)所示能够由电流I₀₀～I₂₀的函数来表示。其中，式(11)～式(13)所示的B是表示成下面的式(14)的常数。再有，式(11)～式(13)对应于上述的式(2)。

[数7]

$\begin{array}{c}{I}_{01}=\frac{1}{B}\{R_{12}(R_{21}+R_{22})I_{10}+R_{22}(R_{11}+R_{12})I_{20}\\ -R_{02}(R_{11}+R_{12}+R_{21}+R_{22})I_{00}\}\end{array}...\left(11\right)$

$\begin{array}{c}{I}_{11}=\frac{1}{B}\{R_{02}(R_{21}+R_{22})I_{00}+R_{22}(R_{01}+R_{02})I_{20}\\ -R_{12}(R_{01}+R_{02}+R_{21}+R_{22})I_{10}\}\end{array}...\left(12\right)$

$\begin{array}{c}{I}_{21}=\frac{1}{B}\{R_{02}(R_{11}+R_{12})I_{00}+R_{12}(R_{01}+R_{02})I_{10}\\ -R_{22}(R_{01}+R_{02}+R_{11}+R_{12})I_{20}\}\end{array}...\left(13\right)$

B＝R₀₁R₁₁+R₁₁R₂₁+R₂₁R₀₁

+R₀₁R₁₂+R₁₁R₂₂+R₂₁R₀₂

+R₀₂R₁₁+R₁₂R₂₁+R₂₂R₀₁

+R₀₂R₁₂+R₁₂R₂₂+R₂₂R₀₂…(14)

若使用式(11)～式(13)，则可以如下面的式(15)～式(17)那样由电流I₀₀～I₂₀的函数来表示电压V₀～V₂。

[数8]

$\begin{array}{c}{V}_0=0-\{R_{02}(I_{01}+I_{00})+R_{00}{I}_{00}\}\\ =-\frac{R_{02}}{B}\{R_{12}(R_{21}+R_{22})I_{10}+R_{22}(R_{11}+R_{12})I_{20}\\ -R_{02}(R_{11}+R_{12}+R_{21}+R_{22})I_{00}\}\\ -(R_{02}+R_{00})I_{00}\end{array}...\left(15\right)$

$\begin{array}{c}{V}_1=0-\{R_{12}(I_{11}+I_{10})+R_{10}{I}_{10}\}\\ =-\frac{R_{12}}{B}\{R_{02}(R_{21}+R_{22})I_{00}+R_{22}(R_{01}+R_{02})I_{20}\\ -R_{12}(R_{01}+R_{02}+R_{21}+R_{22})I_{10}\}\\ -(R_{12}+R_{10})I_{10}\end{array}...\left(16\right)$

$\begin{array}{c}{V}_2=0-\{R_{22}(I_{21}+I_{20})+R_{20}{I}_{20}\}\\ =-\frac{R_{22}}{B}\{R_{02}(R_{11}+R_{12})I_{00}+R_{12}(R_{01}+R_{02})I_{10}\\ -R_{22}(R_{01}+R_{02}+R_{11}+R_{12})I_{20}\}\\ -(R_{22}+R_{20})I_{20}\end{array}...\left(17\right)$

在此，假如不使用共用基准线Z_G，则在该情况下的节点n4₀～n4₂各自的电压V_0B～V_2B如从图2(b)得知那样，表示成下面的式(18)～式(20)。

[数9]

V_0B＝-(R₀₂+R₀₀)I₀₀…(18)

V_1B＝-(R₁₂+R₁₀)I₁₀…(19)

V_2B＝-(R₂₂+R₂₀)I₂₀…(20)

从式(15)～式(20)，使用共用基准线Z_G的情况与不使用的情况之间的节点n4₀～n4₂各自的电压的差分D₀～D₂表示成下面的式(21)～式(23)。

[数10]

$\begin{array}{c}{D}_0=-\frac{R_{02}}{B}\{R_{12}(R_{21}+R_{22})I_{10}+R_{22}(R_{11}+R_{12})I_{20}\\ -R_{02}(R_{11}+R_{12}+R_{21}+R_{22})I_{00}\}\end{array}...\left(21\right)$

$\begin{array}{c}{D}_1=-\frac{R_{12}}{B}\{R_{02}(R_{21}+R_{22})I_{00}+R_{22}(R_{01}+R_{02})I_{20}\\ -R_{12}(R_{01}+R_{02}+R_{21}+R_{22})I_{10}\}\end{array}...\left(22\right)$

$\begin{array}{c}{D}_2=-\frac{R_{22}}{B}\{R_{02}(R_{11}+R_{12})I_{00}+R_{12}(R_{01}+R_{02})I_{10}\\ -R_{22}(R_{01}+R_{02}+R_{11}+R_{12})I_{20}\}\end{array}...\left(23\right)$

如从式(18)得以理解，电压V_0B相对于电流I₀₀为单调减小的关系。相对于此，从式(21)得以理解，差分D₀相对于电流I₀₀为单调增加的关系。因此，由于电流流过图1(a)所示的线路R2而引起的电压V_0B的下降被差分D₀的增加所抵消。这意味着由于电流流过线路R2而引起的节点n4₀的电压降得到缓和，由此提供给误差放大器14₀的反相输入端子的电压的精度提高。关于误差放大器14₁,14₂也是同样，因此，在复合电源管理装置1中，与不利用共用基准线Z_G的情况相比降压动作的精度提高。

以下，着眼于R₀₂＝R₁₂＝R₂₂＝R₁、R₀₁＝R₁₁＝R₂₁＝R₂的情况来作更详细说明。在该情况下，式(21)～式(23)变形成下面的式(24)～式(26)。

[数11]

$\begin{array}{c}{D}_0=-\frac{R_1}{B}\{R_1(R_2+R_1)I_{10}+R_1(R_2+R_1)I_{20}\\ -R_1({2R}_2+{2R}_1)I_{00}\}\end{array}...\left(24\right)$

$\begin{array}{c}{D}_1=-\frac{R_1}{B}\{R_1(R_2+R_1)I_{00}+R_1(R_2+R_1)I_{20}\\ -R_1({2R}_2+{2R}_1)I_{10}\}\end{array}...\left(25\right)$

$\begin{array}{c}{D}_2=-\frac{R_1}{B}\{R_1(R_2+R_1)I_{00}+R_1(R_2+R_1)I_{10}\\ -R_1({2R}_2+{2R}_1)I_{20}\}\end{array}...\left(26\right)$

若令差分D₀为零来对式(24)进行变形，则差分D₀为零时的电流I₀₀如下面的式(27)那样求得。

[数12]

$I_{00}=\frac{I_{00}+I_{10}+I_{20}}{3}...\left(27\right)$

式(27)的右边是电流I₀₀～I₂₀的平均值。即，差分D₀在电流I₀₀等于电流I₀₀～I₂₀的平均值时为零，此时电压V₀等于电压V_0B。再者，若电流I₀₀朝着比I₀₀～I₂₀的平均值小的方向变动，则差分D₀为负值。如从式(18)得以理解，此时的电压V_0B伴随着电流I₀₀的变动而朝着变大的方向变动，因而负值的差分D₀作用于消除该电压V_0B的变动的方向。另外，若电流I₀₀朝着比电流I₀₀～I₂₀的平均值大的方向变动，则差分D₀为正值。如从式(18)得以理解，此时的电压V_0B伴随着电流I₀₀的变动而朝着变小的方向变动，因而正值的差分D₀作用于消除该电压V_0B的变动的方向。

如此，伴随着电流I₀₀的变化的差分D₀的变动作用于消除电压V_0B变动的方向，因而在复合电源管理装置1中如上述那样与不利用共用基准线Z_G的情况相比，由于电流流过线路R2而引起的节点n4₀的电压将得以缓和。关于节点n4₁,n4₂也是同样的。

如以上说明的那样，根据本实施方式所涉及的复合电源管理装置1，能够实现提高降压动作的精度。

再有，电阻值R_k1的具体的值优选以在电阻值R₀₁～R_n1的合计中所占的R_k1的比例(＝R_k1/(R₀₁+……+R_n1))与在不使用共用基准线Z_G的情况的节点n4₀～n4_n的电压V_0B～V_nB的合计中所占的V_kB的比例成反比的方式决定。若再次举出上面所例示的n＝2的情况为例，则这样决定的电阻值R₀₁～R₂₁满足下面的式(28)～式(30)。

[数13]

$\frac{R_{01}}{R_{01}+R_{11}+R_{21}}=\frac{1}{\left(\frac{V_{0B}}{V_{0B}+V_{1B}+V_{2B}}\right)}...\left(28\right)$

$\frac{R_{11}}{R_{01}+R_{11}+R_{21}}=\frac{1}{\left(\frac{V_{1B}}{V_{0B}+V_{1B}+V_{2B}}\right)}...\left(29\right)$

$\frac{R_{21}}{R_{01}+R_{11}+R_{21}}=\frac{1}{\left(\frac{V_{2B}}{V_{0B}+V_{1B}+V_{2B}}\right)}...\left(30\right)$

通过以满足式(28)～式(30)的方式决定电阻值R₀₁～R₂₁，从而可以恰当地控制由于电流I₀₀～I₂₀的变动而引起的电压V₀～V₂的变动。以下，举出电压V₀为例来具体说明。

从式(28)可以说在V_0B+V_1B+V_2B中所占的V_0B的比例越大则由于电流I₀₀的变动而引起的差分D₀的变动就越大。即，根据式(28)，在V_0B+V_1B+V_2B中所占的V_0B的比例越大，则在R₀₁+R₁₁+R₂₁中所占的R₀₁的比例就越小。其结果，在R₀₁+R₁₁+R₂₁中所占的R₁₁+R₂₁的比例变大并且式(15)右边的{}内的第3项(＝R₀₂(R₁₁+R₁₂+R₂₁+R₂₂)I₀₀)变大，因而由于电流I₀₀的变动而引起的差分D₀的变动变大。

另一方面，如从式(18)得以理解，在V_0B+V_1B+V_2B中所占的V_0B的比例越大(即R₀₂+R₀₀越大)则由于电流I₀₀的变动而引起的电压V_0B的变动就越大。为了消除该大的变动而必须使差分D₀的变动变大，但是如上述所述根据式(28)差分D₀的变动变大，因而可以消除电压V_0B的大的变动并恰当地控制电压V₀的变动。

再有，一般而言，优选以满足下面的式(31)的方式决定阻抗Z_L3,k,Z_V23,k。通过这样做，从而在各DC/DC转换器10_k与其他DC/DC转换器10_k相比电流i_k0相对较大的情况下，可以抑制来自相对应的接地端子G_k的电流汲取量(＝i_k0)，而通过共用基准线Z_G从其他DC/DC转换器10_k(所对应的接地端子G_k)接受电流(＝i_k1)的分配。另外，在与其他DC/DC转换器10_k相比电流相对较小的情况下，可以将从相对应的接地端子G_k到节点n4_k的汲取的电流(＝i_k0)的一部分通过共用基准线Z_G分配给其他DC/DC转换器10_k。因此，可以在各DC/DC转换器10_k中恰当地抑制电压V_k的变动。

[数14]

$\begin{array}{c}\frac{Z_{L3,k}+Z_{V23,k}}{{\mathrm{\Σ}}_{m=0}^n(Z_{L3,m}+Z_{V23,m})}\\ =\frac{1}{\frac{(Z_{L1,k}+Z_{V12,k}+{Z3}_{L2,k}+{Z3}_{\mathrm{VIC},k})\×i_{k0}}{{\mathrm{\Σ}}_{m=0}^n[(Z_{L1,m}+Z_{V12,m}+{Z3}_{L2,m}+{Z3}_{\mathrm{VIC},m})\×i_{m0}]}}\end{array}...\left(31\right)$

此外，在本实施方式所涉及的复合电源管理装置1中，通过基于节点n4_k的电压修正安装在误差放大器14_k的传递函数的控制收敛点，从而可以使节点n4_k的电压值尽可能接近接地电压。通过这样做，从而可以进一步提高降压动作的精度。

本实施方式所涉及的复合电源管理装置1除了到此为止所描述的效果以外还具有减少输出电压(输出节点n2_k的电压)所呈现的波纹噪声的效果、以及减少切换开关元件11_k,12_k的ON/OFF后紧接着产生的高频谐振噪声的效果，因而以下就各个效果详细说明。再有，在以下的说明中，首先列举不使用共用基准线Z_G的复合电源管理装置的例子作为比较例，进行关于波纹噪声和高频谐振噪声的一般的说明。其后，就本实施方式所涉及的复合电源管理装置1所具有的效果一边与比较例比较一边说明。

图3(a)是表示本发明的比较例所涉及的包含在复合电源管理装置中的DC/DC转换器50_k的电路结构的图。同图所示的DC/DC转换器50_k如果除去不使用共用基准线Z_G这点，便具有与上述的DC/DC转换器10_k同样的结构。开关元件12_k的接地侧端部即节点n4_k、初级侧电容器18_k的接地侧端部即节点n6_k、次级侧电容器19_k的接地侧端部即节点n7_k在节点n9_k互相连接。节点n9_k连接于接地端子G_k，节点n4_k、n6_k、n7_k分别经由节点n9_k而连接于接地端子G_k。

在图3(a)中，明示了初级侧电容器18_k的寄生电感ESL1和寄生电阻ESR1、次级侧电容器19_k的寄生电感ESL2和寄生电阻ESR2、节点n6_k与节点n9_k之间的寄生电感ESL3和寄生电阻ESR3、节点n7_k与节点n9_k之间的寄生电感ESL4和寄生电阻ESR4、节点n4_k与节点n9_k之间的寄生电感ESL5和寄生电阻ESR5、节点n9_k与接地端子G_k之间的寄生电感ESL6和寄生电阻ESR6。另外，对于开关元件11_k以及开关元件12_k的各个明示了寄生二极管和等价电容器。

图3(b)是表示连接节点n4_k,n6_k,n7_k和接地端子G_k之间的配线阻抗的图。同图所示的阻抗的记号的意思与图2(a)同样。如同图所示，寄生电感ESL3和寄生电阻ESR3的大小由配线层L4的阻抗Z1_L4,k、通孔导体V34的阻抗Z1_V34,k、配线层L3的阻抗Z1_L3,k、通孔导体V23的阻抗Z1_V23,k、以及配线层L3的阻抗Z1_L2,k来决定。若具体由数式表示，则分别写成下面的式(32)和式(33)。

[数15]

同样地，其他寄生电感和寄生电阻也可以写成下面的式(34)～式(39)。

[数16]

于是，DC/DC转换器50_k中的波纹噪声ΔV_0,k(t)由下面的式(40)表示。式(40)中的v_C(t)、v_ESR(t)、v_ESL(t)分别由式(41)～式(43)表示。在式(41)～式(43)中，C_D2是初级侧电容器19_k的静电电容，I_L(t)是流过扼流线圈13_k的电流。

[数17]

ΔV_o,k(t)＝v_C(t)+v_R(t)+v_L(t)…（40）

$v_C\left(t\right)=\frac{1}{C_{D2}}\∫I_L\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(41\right)$

v_R(t)＝(ESR2+ESR4+ESR6)·I_L(t)...(42)

$v_L\left(t\right)=(\mathrm{ESL}2+\mathrm{ESL}4+\mathrm{ESL}6)\·\frac{{\mathrm{dI}}_L\left(t\right)}{\mathrm{dt}}...\left(43\right)$

在本实施方式所涉及的复合电源管理装置1中，电容成分v_C(t)、电阻成分v_R(t)、电感成分v_L(t)当中的电阻成分v_R(t)、电感成分v_L(t)这2个得以减少。以下，进行详细说明。

首先，就DC/DC转换器50_k中的I_L(t)的计算方法进行说明。DC/DC转换器50_k的状态方程式表示成下面的式(44)。其中，I_0,k是流过输出节点n2_k的电流，L是扼流线圈13_k的电感。R,C分别表示电路的电阻成分和电容成分。D是上述开关元件11_k的ON占空，Rs是将扼流线圈13_k的直流电阻成分加到在开关元件11_k,12_k的ON电阻相同的情况下的该ON电阻后的电阻。

[数18]

$\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_{o,k}\\ \frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{o,k}\end{array}\right)\end{array}=\left(\begin{array}{cc}-\frac{\mathrm{Rs}}{L}& -\frac{1}{L}\\ \frac{1}{C}& -\frac{1}{\mathrm{CR}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{I}_{o,k}\\ V_{o,k}\end{array}\right)+D\left(\begin{array}{c}\frac{1}{L}\\ 0\end{array}\right)V_{i,k}...\left(44\right)$

由于将Rs视为0也无妨，因此在V_0,k,I_0,k的时间微分(参照式(44)的左边)任一个均为0的稳定状态下，从式(44)得到下面的式(45)和式(46)的关系。

[数19]

$D=\frac{V_{o,k}}{V_{i,k}}...\left(45\right)$

$I_{i,k}=\frac{D}{R}{V}_{i,k}...\left(46\right)$

若使用式(45)，则能够分别如下面的式(47)和式(48)那样求得ON期间的电流I_L(t)即I_Lon(t)、OFF期间的电流I_L(t)即I_Loff(t)。其中，T_off和T_on分别为OFF期间和ON期间的时间长。

[数20]

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Lon}}\left(t\right)=\∫\frac{V_{i,k}-V_{o,,k}}{L}\mathrm{dt}=\∫\frac{1-D}{L}{V}_{i,k}\mathrm{dt}\\ =\frac{1-D}{L}{V}_{i,k}{T}_{\mathrm{on}}\end{array}...\left(47\right)$

$I_{\mathrm{Loff}}\left(t\right)=\∫\frac{{-V}_{o,k}}{L}\mathrm{dt}=\∫\frac{-D}{L}{V}_{i,k}\mathrm{dt}=-\frac{D}{L}{V}_{i,k}{T}_{\mathrm{off}}...\left(48\right)$

若将式(47)和式(48)代入到式(42)和式(43)，则能够分别如下面的式(49)～(52)那样求得由于ON期间的电阻成分而引起的电压变动量v_R(t)即v_Ron(t)、由于OFF期间的电阻成分而引起的电压变动量v_R(t)即v_Roff(t)、由于ON期间的电感成分而引起的电压变动量v_L(t)即v_Lon(t)、由于OFF期间的电感成分而引起的电压变动量v_L(t)即v_Loff(t)。

[数21]

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{Ron}}\left(t\right)=(\mathrm{ESR}2+\mathrm{ESR}4+\mathrm{ESR}6)\·I_{\mathrm{Lon}}\left(t\right)\\ =(\mathrm{ESR}2+\mathrm{ESR}4+\mathrm{ESR}6)\frac{1-D}{L}{V}_{i,k}{T}_{\mathrm{on}}\end{array}...\left(49\right)$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{Roff}}\left(t\right)=(\mathrm{ESR}2+\mathrm{ESR}4+\mathrm{ESR}6)\·I_{\mathrm{Loff}}\left(t\right)\\ =-(\mathrm{ESR}2+\mathrm{ESR}4+\mathrm{ESR}6)\frac{D}{L}{V}_{i,k}{T}_{\mathrm{off}}\end{array}...\left(50\right)$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{Lon}}\left(t\right)=(\mathrm{ESL}2+\mathrm{ESL}4+\mathrm{ESL}6)\·\frac{d{I}_{\mathrm{Lon}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\\ =(\mathrm{ESL}2+\mathrm{ESL}4+\mathrm{ESL}6)\frac{1-D}{L}{V}_{i,k}\end{array}...\left(51\right)$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{Loff}}\left(t\right)=(\mathrm{ESL}2+\mathrm{ESL}4+\mathrm{ESL}6)\·\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{Loff}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\\ =-(\mathrm{ESL}2+\mathrm{ESL}4+\mathrm{ESL}6)\frac{D}{L}{V}_{i,k}\end{array}...\left(52\right)$

从式(50)、式(35)、以及式(39)，能够如下面的式(53)那样求得电阻成分v_R(t)的变动幅度Δv_R。另外，从式(51)、式(52)、式(34)、以及式(38)，能够如下面的式(54)那样求得电感成分v_L(t)的变动幅度Δv_L。

[数22]

式(53)和式(54)是DC/DC转换器50_k的式，但是对于本实施方式所涉及的DC/DC转换器10_k也同样地能够求得波纹噪声ΔV_0,k(t)的电阻成分v_R(t)的变动幅度Δv_R、电感成分v_L(t)的变动幅度Δv_L。但是，在该情况下共同连接于多个接地端子G₀～G_n的共用基准线Z_G与这些接地端子G₀～G_n之间的阻抗(在图2(a)中描绘得比共用基准线Z_G更下侧)对波纹噪声ΔV_0,k(t)的贡献变得小到基本上可以忽视的程度。因此，DC/DC转换器10_k中的变动幅度Δv_R,Δv_L分别写成下面的式(55)和式(56)。

[数23]

若分别比较式(53)与式(55)、式(54)与式(56)便得知，在DC/DC转换器10_k中，与DC/DC转换器50_k相比，波纹噪声ΔV_0,k(t)的电阻成分v_R(t)和电感成分v_L(t)得以减少。因此，在复合电源管理装置1中可以说输出电压(输出节点n2_k的电压)所呈现的波纹噪声得以减少。

接着，关于在DC/DC转换器50_k中在切换开关元件11_k,12_k的ON/OFF后紧接着产生的高频谐振噪声，该噪声起因于蓄积于开关元件11_k或者开关元件12_k的寄生二极管的电荷由于谐振而被释放的结果。更具体说明，在开关元件11_k为ON期间，输入电压V_i,k反向地施加于开关元件12_k的寄生二极管，因而Q＝C_D2V_i,k的电荷蓄积在开关元件12_k的寄生二极管的等价电容器(电容＝C_D2)。在开关元件11_k为OFF的瞬间，在该等价电容器与初级侧电路的电感成分(ESL1+ESL3+ESL5)之间发生谐振而蓄积在等价电容器的电荷被释放，作为高频谐振噪声而重叠于输出电压V_0,k。另一方面，在开关元件12_k为ON期间，输入电压V_i,k反向施加于开关元件11_k的寄生二极管，因而Q＝C_D1V_i,k的电荷蓄积在开关元件11_k的寄生二极管的等价电容器(电容＝C_D1)。在开关元件12_k为OFF瞬间，在该等价电容器与初级侧电路的电感成分(ESL1+ESL3+ESL5)之间发生共振而蓄积在等价电容器的电荷被释放，作为高频谐振噪声而重叠于输出电压V_0,k。

以上那样的高频谐振噪声的电力由下面的式(57)和式(58)表示。其中，P_Turn-off是在开关元件11k为OFF后紧接着产生的高频谐振噪声的电功率，P_Turn-on是在开关元件11_k为ON后紧接着产生的高频谐振噪声的电功率。另外，V_Turn-off和I_Turn-off分别是在开关元件11_k为OFF后紧接着产生的高频谐振噪声的电压和电流，V_Turn-on和I_Turn-on分别是在开关元件11_k为ON后紧接着产生的高频谐振噪声的电压和电流。

[数24]

$P_{\mathrm{Turn}\_\mathrm{off}}=\frac{1}{2}{C}_{D2}{V}_{\mathrm{Turn}\_\mathrm{off}}^2=\frac{1}{2}(\mathrm{ESL}1+\mathrm{ESL}3+\mathrm{ESL}5)I^2...\left(57\right)$

$P_{\mathrm{Turn}\_\mathrm{on}}=\frac{1}{2}{C}_{D1}{V}_{\mathrm{Turn}\_\mathrm{on}}^2=\frac{1}{2}(\mathrm{ESL}1+\mathrm{ESL}3+\mathrm{ESL}5)I^2...\left(58\right)$

从式(57)、式(32)、以及式(36)可以如下面的式(59)那样表示V_Turn-off。同样地，从式(58)、式(32)以及式(36)可以如下面的式(60)那样表示V_Turn-on。

[数25]

式(59)和式(60)是DC/DC转换器50_k的式，但是在本实施方式所涉及的DC/DC转换器10_k也同样地能够求得在开关元件11_k的状态变化后紧接着产生的高频谐振噪声的电压V_Turn-off,V_Turn-on。其中，在该情况下，存在于比共用基准线Z_G更靠近于初级侧电容器18_k的阻抗即初级侧电容器18_k的寄生电感ESL1、以及图2(a)所示的阻抗Z1_L4,k,Z1_V23,k,Z1_L3,k对高频谐振噪声的贡献变得小到可以基本忽视的程度。因此，DC/DC转换器10_k中的高频谐振噪声的电压可以写成下面的式(62)。

[数26]

若分别比较式(59)与式(61)、式(60)与式(62)便得知，DC/DC转换器10_k与DC/DC转换器50_k相比，高频谐振噪声的电压电平得以减少。因此，在复合电源管理装置1中，可以说在切换开关元件11_k,12_k的ON/OFF后紧接着产生的高频谐振噪声得以减少。

图4(a)是表示本发明第2实施方式所涉及的复合电源管理装置1的电路结构的图。该复合电源管理装置1与第1实施方式所涉及的复合电源管理装置1不同点在于在DC/DC转换器10₀～10_n分别设置有电流传感器20_k、以及具备在各DC/DC转换器10₀～10_n中共用的传递函数修正机构21，其他方面相同。以下，着眼于不同点进行说明。

电流传感器20_k设置在节点n4_k与节点n5_k之间，并测定流过这里的电流(图1(b)所示的电流i_k0)的电流量。各电流传感器20_k的测定结果提供给传递函数修正机构21。

传递函数修正机构21具有非挥发性存储器22(存储机构)而构成。安装在各误差放大器14_k的传递函数f_k的修正信息写入该非挥发性存储器22。

图4(b)是传递函数f_k的修正信息的说明图。图4(b)的横轴为电流i_k0，纵轴为上述的开关元件11_k的ON占空D。由虚线表示的传递函数f_k0是修正前的状态(初始状态)下的传递函数f_k，如同图所示成为相对于电流i_k0不变化的常数。修正信息通过包含使该传递函数f_k0在纵轴方向上移动的信息ΔD、以及使倾斜度变化的信息θ而构成。由该修正信息修正后的传递函数f_k如同图所示与传递函数f_k0相比，在纵轴方向上只移动ΔD，而且成为相对于横轴只倾斜θ的直线。

修正信息ΔD以在稳定状态(i_k0＝i_k0-stable)下的节点n4_k的电压为接地电压的方式决定。在图4(b)中将稳定状态下的ON占空D的值标记为D_stable。修正信息θ以电流i_k0从稳定状态变化后的情况下的节点n4_k的电压的变动为最小的方式决定。

传递函数修正机构21基于这样修正后的传递函数f_k以及从电流传感器20_k输入的电流量来决定ON占空D。然后，基于该ON占空D，控制开关元件11_k,12_k的状态。由此，根据本实施方式所涉及的复合电源管理装置1，能够进一步提高降压动作的精度。

图5是表示本发明第3实施方式所涉及的内置在复合电源管理装置中的非绝缘型升压DC/DC转换器30_k的电路结构的图。本实施方式所涉及的复合电源管理装置是内置有多个具有与图5所示的DC/DC转换器30_k同样的结构的DC/DC转换器的复合电源管理装置，其与第1实施方式所涉及的复合电源管理装置不同点在于，替代降压DC/DC转换器而具有升压DC/DC转换器。以下，着眼于不同点进行说明。

如同图所示，DC/DC转换器30_k是由P沟道MOS晶体管即开关元件31_k、N沟道MOS晶体管即开关元件32_k、扼流线圈33_k、误差放大器34_k(输出电压调整电路)、基准电压生成电路35_k、可变电阻36_k、电阻37_k、初级侧电容器38_k、次级侧电容器39_k、斜波生成电路3A_k、以及比较器3B_k所构成。在DC/DC转换器30_k的输入节点m1_k连接有直流电源8_k，在输出节点m2_k连接有负载9_k。

扼流线圈33_k和开关元件31_k依次串联连接在输入节点m1_k与输出节点m2_k之间。开关元件32_k连接于开关元件31_k和扼流线圈33_k的连接点即节点m3_k与接地端子G_k之间。电阻37_k和可变电阻36_k依次串联连接在输出节点m2_k与开关元件32_k的接地侧端部即节点m4_k之间。

在接地端子G_k，除了开关元件32_k(节点m4_k)以外还连接有初级侧电容器38_k的接地侧端部即节点m6_k、以及次级侧电容器39_k的接地侧端部即节点m7_k。即，接地端子G_k成为在开关元件32_k、初级侧电容器38_k、以及次级侧电容器39_k共用的接地端子。初级侧电容器38_k的另外一个端部连接于输入节点m1_k，次级侧电容器39_k的另外一个端部连接于输出节点m2_k。

节点m6_k,m7_k与接地端子G_k经由共用基准线Z_G连接。在连接该共用基准线Z_G与接地端子G_k的配线的中途设置有节点m5_k，节点m4_k经由该节点m5_k而连接于接地端子G_k。

共用基准线Z_G与复合电源管理装置内的多个DC/DC转换器共用。总之，共用基准线Z_G与各DC/DC转换器的节点m5_k(节点m4_k和接地端子G_k)、节点m6_k、以及节点m7_k相连接。

开关元件31_k,32_k的栅电极均连接于比较器3B_k的输出端子。比较器3B_k的非反相输入端子连接于斜波生成电路3A_k的输出端子，比较器3B_k的反相输入端子连接于误差放大器34_k的输出端子。误差放大器34_k的非反相输入端子连接于基准电压生成电路35_k，误差放大器34_k的反相输入端子连接于电阻37_k和可变电阻36_k的连接点即节点m8_k。

在DC/DC转换器30_k中，通过误差放大器34_k的控制而排他性地切换开关元件31_k,32_k的状态。具体而言，在开关元件31_k,32_k分别为导通(ON)、关断(OFF)的第3状态与开关元件31_k,32_k分别为关断(OFF)、导通(ON)的第4状态之间切换开关元件31_k,32_k的状态。在第3状态下，从直流电源8_k沿着线路R3向扼流线圈33_k提供电源电压，由此，能量蓄积在扼流线圈33_k。另一方面，在第4状态下，电源电压从直流电源8_k沿着线路R4被提供给负载9_k，但是由于加上由从扼流线圈33_k释放的能量而产生的电压被有所增加，因此施加于负载9_k的电压变成比直流电源8_k所输出的电源电压大的电压。

误差放大器34_k输出将节点m8_k的电压与基准电压生成电路35_k的输出电压的差分进行积分后的值，比较器3B_k在该积分值比斜波生成电路3A_k的输出电压大的情况下输出高电平的电压，使开关元件31_k,32_k为上述的第3状态。由此，能量蓄积在扼流线圈33_k而输出节点m2_k的电压下降。另一方面，比较器3B_k在误差放大器34_k的输出比斜波生成电路3A_k的输出电压小的情况下输出低电平的电压，使开关元件31_k,32_k为上述的第4状态。由此，输出节点m2_k的电压上升。如此，输出节点m2_k的电压成为恒定值。

在开关元件31_k,32_k为上述的第3状态时从节点m5_k流入到节点m4_k的电流i_k0(负值)在本实施方式中由下面的式(63)表示。其中，i_LOAD,k是流入到负载9_k的电流，D是开关元件31_k的ON占空D(时比率＝ON期间的时间长/周期)，η为电功率转换效率。另外，V_i,k,V_0,k分别是节点m1_k,m2_k的电压。

[数27]

$\begin{array}{c}{i}_{k0}=-i_{\mathrm{LOAD},k}\·\frac{V_{o,k}}{{\mathrm{\ηV}}_{i,k}}(1-D)={-i}_{\mathrm{LOAD},k}\·\frac{V_{o,k}}{{\mathrm{\ηV}}_{i,k}}(1-\frac{V_{o,k}}{V_{i,k}})\\ =-i_{\mathrm{LOAD},k}\·\frac{V_{o,k}-V_{i,k}}{{\mathrm{\ηV}}_{i,k}}\end{array}...\left(63\right)$

根据本实施方式所涉及的复合电源管理装置，与第1实施方式所涉及的复合电源管理装置同样地，通过利用共用基准线Z_G来将DC/DC转换器30k的节点m5_k相互连接，从而由于电流流过线路R3而引起的节点m4_k的电压上升得以缓和。因此，可以提高升压动作的精度。

再有，在本实施方式所涉及的复合电源管理装置，也优选以满足上述的式(31)的方式决定阻抗Z_L3,k,Z_V23,k(节点m5_k与共用基准线Z_G之间的阻抗)。通过这样做，从而各DC/DC转换器30_k在与其他DC/DC转换器30_k相比电流i_k0(的绝对值)相对较大的情况下，能够抑制往相对应的接地端子G_k的电流释放(＝i_k0)，可以将由抑制产生的剩余部分，通过共用基准线Z_G而把电流(＝i_k1)分散释放到其他DC/DC转换器30_k。

以上就本发明的优选实施方式进行了说明，但是本发明丝毫不限定于这样的实施方式，不言而喻，本发明在不偏离其宗旨的范围内可以以各种各样的形态进行实施。

Claims (9)

1.一种复合电源管理装置，其特征在于：

具备：

多个非绝缘型DC/DC转换器，其分别具有提供外部电源的第1节点、连接于负载的第2节点、以及提供接地电位的接地端子；以及

共用基准线，其共同连接于所述多个非绝缘型DC/DC转换器；

所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别具有：

串联连接在所述第1节点与所述第2节点之间的第1开关元件和电感器、

一个端部连接于作为所述第1开关元件与所述电感器的连接点的第3节点且另一个端部连接于相对应的所述接地端子的第2开关元件、以及

基于作为所述第2开关元件的所述另一个端部的第4节点的电压来排他性地控制所述第1和第2开关元件的ON/OFF状态的输出电压调整电路，

所述共用基准线连接于第5节点，所述第5节点设置在连接所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述第2开关元件与所述接地端子的配线。

2.如权利要求1所述的复合电源管理装置，其特征在于：

还具备：

多层基板，其具有第1至第3配线层、位于所述第1配线层与所述第2配线层之间的第1树脂层、位于所述第2配线层与所述第3配线层之间的第2树脂层、贯通所述第1树脂层并将所述第1与第2配线层相互连接的第1通孔导体、贯通所述第2树脂层并将所述第2与第3配线层相互连接的第2通孔导体、以及设置在所述第2树脂层的IC用通孔导体；以及

半导体电子部件，其集成有所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述第1和第2开关元件以及所述输出电压调整电路，并埋入到所述第2树脂层；

所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述接地端子形成在所述第1配线层，并且经由所述第1和第2通孔导体而连接于所述第2和第3配线层，

所述半导体电子部件经由所述IC用通孔导体而连接于与相对应的所述接地端子相连接的所述第2配线层内的配线，

所述共用基准线设置在所述第3配线层，

所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述接地端子连接于作为所述第3配线层内的所述共用基准线的配线。

3.如权利要求2所述的复合电源管理装置，其特征在于：

所述多层基板还具有第4配线层、位于所述第3配线层与所述第4配线层之间的第3树脂层、以及贯通所述第3树脂层并将所述第3与第4配线层相互连接的第3通孔导体，

所述电感器是连接于所述第4配线层的贴片部件。

4.如权利要求3所述的复合电源管理装置，其特征在于：

所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别还具有：

连接于所述第1节点与所述共用基准线之间的第1电容器、以及连接于所述第2节点与所述共用基准线之间的第2电容器，所述第1和第2电容器分别是连接于所述第4配线层的贴片部件。

5.如权利要求1～4中的任一项所述的复合电源管理装置，其特征在于：

当以所述多个非绝缘型DC/DC转换器各个中的第1电压在所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的该第1电压的合计值中所占的比例为第1比例，所述第1电压是无所述共用基准线的情况下的所述第4节点的电压，且以所述多个非绝缘型DC/DC转换器各个中的第1电阻值在所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的该第1电阻值的合计值中所占的比例为第2比例，所述第1电阻值是所述第5节点与所述共用基准线之间的配线电阻时，

所述多个非绝缘型DC/DC转换器各个中的所述第1电阻值以该非绝缘型DC/DC转换器中的所述第1和第2比例成为反比例的关系的方式决定。

6.如权利要求1～5中的任一项所述的复合电源管理装置，其特征在于：

所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别具有测定流过所述第4节点与所述第5节点之间的电流量的电流传感器，

所述复合电源管理装置还具备：

修正所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述输出电压调整电路的传递函数的传递函数修正机构、以及针对所述多个非绝缘型DC/DC转换器每个存储所述传递函数的修正信息的存储机构，

所述传递函数修正机构基于所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述电流传感器的测定结果和存储在所述存储机构中的所述修正信息，来修正所述多个非绝缘型DC/DC转换器各自的所述输出电压调整电路的所述传递函数。

7.如权利要求1～6中的任一项所述的复合电源管理装置，其特征在于：

所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别是降压DC/DC转换器，

所述第1开关元件与所述电感器相比在电气上配置在靠近所述第1节点的位置。

8.如权利要求1～6中的任一项所述的复合电源管理装置，其特征在于：

所述多个非绝缘型DC/DC转换器分别是升压DC/DC转换器，

所述第1开关元件与所述电感器相比在电气上配置在靠近所述第2节点的位置。

9.一种通信装置，其特征在于：

具备权利要求1～8中的任一项所记载的复合电源管理装置。