CN104122547A - 一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置。所述方法包括：产生角跟踪接收机中的和路信号和差路信号，所处差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息；将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号；然后检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息；最后从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。本发明的技术方案，通过考虑角跟踪接收机获取角误差信号过程中角误差动态改变的实际情况，在差路信号产生过程引入随时间变化的θ(t)与α(t)信息，从而经过合路处理和检波处理后，提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信息，解决在跟踪目标移动较快的情况下，静态分析方法导致较大分析误差的问题。

Description

一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信测控技术领域，特别涉及一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置。

背景技术

随着空间技术的发展，载人航天器、空间站、高数据率传输和多目标服务队航天器的跟踪与通信***提出了更高的要求，为此，多个国家先后发展了中继卫星***以满足更高需求。中继星一般均设计有自动跟踪***，以为服务对象提供稳定的高质量服务，自动跟踪***中，角跟踪接收机是核心单机之一，其功能是对自跟踪天线传来的信号进行合路、滤波、下变频、自动增益控制处理，最终解调出方位和俯仰误差信号，输出给天线控制器。

现有技术中，对角跟踪接收机的研究均集中于角跟踪接收机静态跟踪过程，即角跟踪接收机输出一次方位、俯仰误差的测角过程中跟踪目标相对于我方跟踪天线是静止不动的，这样的假设简化了跟踪接收机测角精度分析过程，在跟踪目标相对于跟踪天线运动缓慢时近似有效。然而，在跟踪目标移动较快的情况下，静态分析方法可能导致较大的分析误差，进而误判角跟踪接收机的实际性能。

发明内容

本发明提供的一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置，以解决跟踪目标移动较快情况下，静态分析方法导致较大分析误差的问题。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一方面，本发明实施例提供了一种角跟踪接收机获取角误差信号的方法，包括：

产生角跟踪接收机中的和路信号；

产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角；

将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号；

检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息；

从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

另一方面，本发明实施例提供了一种角跟踪接收机获取角误差信号的装置，包括：

和路信号产生单元，适于产生角跟踪接收机中的和路信号；

差路信号产生单元，适于产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角；

合路单元，适于将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号；

检波单元，适于检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息；

提取单元，适于从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

再一方面，本发明实施例提供了一种角误差跟踪接收机，包括本发明中的上述角跟踪接收机获取角误差信号的装置。

本发明实施例的有益效果是：本发明提供的一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置，通过考虑角跟踪接收机获取角误差信号过程中角误差动态改变的实际情况，在差路信号产生单元中引入随时间变化的θ(t)与α(t)信息，从而经过合路处理和检波处理后，提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信息，解决在跟踪目标移动较快的情况下，静态分析方法导致较大分析误差的问题。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种角跟踪接收机获取角误差信号的方法流程图；

图2为本发明实施例提供的一种角跟踪接收机获取角误差信号的装置结构示意图；

图3为本发明实施例提供的一种单通道角跟踪接收机电路原理图；

图4为本发明实施例提供的一种角误差坐标表示示意图；

图5为本发明实施例提供的一种基于动态跟踪过程角跟踪接收机获取角误差信号Simulink仿真结果示意图；

图6为本发明实施例提供的一种基于静态跟踪过程角跟踪接收机获取角误差信号Simulink仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明提供一种角跟踪接收机获取角误差信号的方法。如图1所示，为本发明实施例提供的角跟踪接收机获取角误差信号的方法流程图。所述方法包括：

步骤101，产生角跟踪接收机中的和路信号。

步骤102，产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角。

具体的，所述差路信号表述为：

Δt＝k_ΔA_mμθ(t)cos(ωt+α(t)+β(t))+n_Δ(t)             (1)

其中，k_Δ为差路放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，μ为天线差斜率，n_Δ(t)为差路信号噪声，β(t)为调相角；

假设A为跟踪天线，O为目标平面坐标原点，所述角跟踪接收机开展一次角误差估计开始时刻与结束时刻的目标位置分别为P、P＇，忽略目标在所述目标平面的轴向移动，所述θ(t)与α(t)近似表述为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\θ}\left(t\right)\≈\sqrt{{\left(\mathrm{\θ}\right)}^2+{\left(\frac{s\left(t\right)}{L}\right)}^2+\frac{2\mathrm{\θs}\left(t\right)(\cos \mathrm{\α}\cos \mathrm{\λ}+\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\λ})}{L}}\\ \mathrm{\α}\left(t\right)=\arctan \left(\frac{\mathrm{L\θ}\sin \mathrm{\α}+s\left(t\right)\sin \mathrm{\λ}}{\mathrm{L\θ}\cos \mathrm{\α}+s\left(t\right)\cos \mathrm{\λ}}\right)\end{array}---\left(2\right)$

上述s(t)为所述角跟踪接收机开展一次角误差估计时间内，跟踪目标相对于跟踪天线的运动轨迹，L＝|AP|为跟踪天线A距离跟踪目标初始时刻P的距离，α为OP水平方向偏差角，θ为所述单通道角跟踪接收机开展一次误差角估计起始时刻的天线电轴偏差角，λ为PP＇在水平方向偏差角。

步骤103，将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号。

步骤104，检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息。

需要说明的是，在实际应用中，在对所述合路信号进行检波得到所述合路信号的信号幅度之前，还包括对所述合路信号进行信号变换处理，所述信号变换处理包括：

将所述合路信号的频率下变频转换成合适的中频；

将所述中频信号进行信号放大，滤波以及自动增益调制处理；

将上述处理后的信号频率下变频至一个准确的本地频率，以去除多普勒效应或者一切频率不稳引起的频率漂移，使噪声变为窄带高斯噪声。

步骤105，从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

具体的，从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号包括：

所述角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号；其中，

所述方位误差信号表达式为：

$u_{\mathrm{fw}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\Δ}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\μ\θ}\right)\cos \mathrm{\α}---\left(3\right)$

所述俯仰误差信号表达式为：

$u_{\mathrm{fy}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\Δ}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\μ\θ}\right)\sin \mathrm{\α}---\left(4\right)$

上述u_fw(t)为方位误差，u_fy(t)为俯仰误差。

基于与上述方法同样的发明构思，本发明还提供了一种角跟踪接收机获取角误差信号的装置。如图2所示，为本发明实施例提供的角跟踪接收机获取角误差信号的装置结构示意图。所述装置包括：

和路信号产生单元201，适于产生角跟踪接收机中的和路信号。

差路信号产生单元202，适于产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角。

具体的，所述差路信号表述为：

Δt＝k_ΔA_mμθ(t)cos(ωt+α(t)+β(t))+n_Δ(t)            (5)

其中，k_Δ为差路放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，μ为天线差斜率，n_Δ(t)为差路信号噪声，β(t)为调相角；

假设A为跟踪天线，O为目标平面坐标原点，所述角跟踪接收机开展一次角误差估计开始时刻与结束时刻的目标位置分别为P、P＇，忽略目标在所述目标平面的轴向移动，所述θ(t)与α(t)近似表述为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\θ}\left(t\right)\≈\sqrt{{\left(\mathrm{\θ}\right)}^2+{\left(\frac{s\left(t\right)}{L}\right)}^2+\frac{2\mathrm{\θs}\left(t\right)(\cos \mathrm{\α}\cos \mathrm{\λ}+\sin \mathrm{\α}\sin \mathrm{\λ})}{L}}\\ \mathrm{\α}\left(t\right)=\arctan \left(\frac{\mathrm{L\θ}\sin \mathrm{\α}+s\left(t\right)\sin \mathrm{\λ}}{\mathrm{L\θ}\cos \mathrm{\α}+s\left(t\right)\cos \mathrm{\λ}}\right)\end{array}---\left(6\right)$

上述s(t)为所述角跟踪接收机开展一次角误差估计时间内，跟踪目标相对于跟踪天线的运动轨迹，L＝|AP|为跟踪天线A距离跟踪目标初始时刻P的距离，α为OP水平方向偏差角，θ为所述单通道角跟踪接收机开展一次误差角估计起始时刻的天线电轴偏差角，λ为PP＇在水平方向偏差角。

合路单元203，适于将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号。

检波单元204，适于检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息。

需要说明的是，在实际应用中，所述装置还包括信号变换单元，适用于对合路信号进行检波得到所述合路信号的信号幅度之前，对所述合路信号进行信号变换处理，具体包括：

中频信号生成模块，适于将所述合路信号的频率下变频转换成合适的中频；

中频信号处理模块，适于将所述中频信号进行信号放大，滤波以及自动增益调制处理；

中频信号转换模块，适于将上述处理后的信号频率下变频至一个准确的本地频率，以去除多普勒效应或者一切频率不稳引起的频率漂移，使噪声变为窄带高斯噪声。

提取单元205，适于从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

优选的，从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号包括：

所述角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号；其中，

所述方位误差信号表达式为：

$u_{\mathrm{fw}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\Δ}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\μ\θ}\right)\cos \mathrm{\α}---\left(7\right)$

所述俯仰误差信号表达式为：

$u_{\mathrm{fy}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\Δ}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\μ\θ}\right)\sin \mathrm{\α}---\left(8\right)$

本发明还提供了一种角跟踪接收机，包括上述角跟踪接收机获取角误差信号的装置。优选的，所述角跟踪接收机为单通道角跟踪接收机。

为了更加清楚的说明本发明提供的技术方案，以下结合一种具体的应用场景，对本发明提供的技术方案进行详细阐述。本应用场景下，如图3所述，为单通道角跟踪接收机电路原理图，包括：

和路信号产生单元301，用于将和路信号经低噪声放大器放大、隔离器处理后，再经调相器进行调相处理，得到所述的和路信号，所述和路信号表述为：

Σ(t)＝K_ΣA_mcos(ωt)+n_Σ(t)                    (9)

其中，K_Σ为和路低噪声放大器的放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，n_Σ(t)为和路信号噪声；

差路信号产生单元302，用于将差路信号经低噪声放大器放大后，基于调相时钟调控的QPSK调制器进行QPSK调制后，再经隔离器隔绝各个模块间的干扰，得到所述的差路信号，所述差路信号表述为

Δt＝k_ΔA_mμθ(t)cos(ωt+α(t)+β(t))+n_Δ(t)             (10)

其中，Δt表述差路信号，k_Δ为差路放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，μ为天线差斜率，n_Δ(t)为差路信号噪声，β(t)为调相角，可以表示为：

$\mathrm{\&beta;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{0,2}\mathrm{nT}\&le;t<2\mathrm{nT}+T/4\\ \mathrm{\&pi;}/\mathrm{2,2}\mathrm{nT}++T/4\&le;t<2\mathrm{nT}+T/2\\ \mathrm{\&pi;},2\mathrm{nT}++T/2\&le;t<2\mathrm{nT}+3T/4\\ 3\mathrm{\&pi;}/\mathrm{2,2}\mathrm{nT}++3T/4\&le;t<2\mathrm{nT}+T\end{array}\right.---\left(11\right)$

合路单元303，用于将所述差路信号与所述合路信号经定向耦合器合成一路得到合路信号，所述合路信号表述为：

$u_c\left(t\right)=K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\cos \left(\mathrm{\&omega;t}\right)+\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\cos (\mathrm{\&omega;t}+\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))+n_{\mathrm{\&Sigma;}}\left(t\right)+n_{\mathrm{\&Delta;}}\left(t\right)---\left(12\right)$

信号变换单元304，与所述合路单元303连接，用于将上述合路信号经混频器产生合适的中频信号，将所述中频信号经过滤波处理后，再经过中频放大器和自动增益调制处理后，得到频率下变频至ω₁，噪声变为窄带高斯噪声的合路信号，所述经过上述信号变换后的合路信号表述为：

$\begin{array}{c}{u}_c\left(t\right)=K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{1}t\right)+\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))\\ +n_c\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})+n_s\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})\\ =\{K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m+\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\cos (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))\}\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{1}t\right)\\ -\left[\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sin (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))\right]\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{1}t\right)+n_c\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})+n_s\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})\\ =c\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t-\mathrm{\&rho;}\left(t\right))+n_c\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})+n_s\left(t\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{1}t+\mathrm{\&sigma;})\end{array}---\left(13\right)$

其中，

$c\left(t\right)={\left\{\begin{array}{c}[K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m+\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\cos (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right)){]}^2\\ +[\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sin (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right)){]}^2\end{array}\right\}}^{1/2}$

$\mathrm{\&rho;}\left(t\right)=\arctan \left\{\begin{array}{c}\left[\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sin (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))\right]\\ \&times;[K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m+\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\cos (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right)){]}^{-1}\end{array}\right\}$

n_c(t)，n_s(t)为带限高斯噪声的同相和正交分量，σ为带限噪声随机分量。

数字信号处理单元305，与所述信号变换单元304连接，将所述经过信号变换后的合路信号经过模数转换器ADC转换处理后输入至包络检波器，进行包络检波后，输入至基于调相时钟调控的提取模块，提取方位误差信号和俯仰误差信号；其中，

包络检波器，用于提取上述经过信号变换后合路信号的信号幅度，所述角误差信号的提取只与所述u_c(t)的振幅有关，对u_c(t)包络检波得到：

$\begin{array}{c}{c}^{\&prime;}\left(t\right)=K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\&CenterDot;{\{1+2\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))+{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}}^{1/2}\\ {+(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2}\end{array}---\left(14\right)$

需要说明的是，在实际设计过程中，K_∑≈K_Δ，且在M、θ很小时，有

$\begin{array}{c}2\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\cos (\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))+{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\right]}^2<<1\end{array}$

而当X＜＜1时，(1+X)ⁿ≈1+nX，那么c'(t)可以得到如下表述：

$\begin{array}{c}{c}^{\&prime;}\left(t\right)=K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\{1+\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos (\mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\mathrm{\&beta;}\left(t\right))+\frac{1}{2}{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}\\ {+(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2}\end{array}---\left(15\right)$

根据式子(11)和式子(15)得到：

$c^{\&prime;}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\{1+\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{2}{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}+{(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2},2\mathrm{nT}\&le;t<2\mathrm{nT}+T/4\\ K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\{1+\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\sin \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{2}{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}+{(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2},2\mathrm{nT}+T/4\&le;t<2\mathrm{nT}+T/2\\ K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\{1-\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\cos \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{2}{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}+{(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2},2\mathrm{nT}+T/2\&le;t<2\mathrm{nT}+3T/4\\ K_{\mathrm{\&Sigma;}}{A}_m\{1-\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\sin \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{2}{\left[\left(\frac{K_{\mathrm{\&Delta;}}}{K_{\mathrm{\&Sigma;}}}\right)\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\right]}^2\}+{(n_c^2\left(t\right)+n_s^2\left(t\right))}^{1/2},2\mathrm{nT}+3T/4\&le;t<2\mathrm{nT}+T\end{array}\right.---\left(16\right)$

提取模块，用于提取包络检波器输出信号的角误差信号，所述角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号，所述方位误差信号和俯仰误差信号分别表示为：

$\begin{array}{c}{c}^{\&prime;}\left(t_1\right)-c^{\&prime;}\left(t_3\right)={2K}_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+{(n_c^2\left(t_1\right)+n_s^2\left(t_1\right))}^{1/2}-{(n_c^2\left(t_3\right)+n_s^2\left(t_3\right))}^{1/2}\\ c^{\&prime;}\left(t_2\right)-c^{\&prime;}\left(t_4\right)={2K}_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\sin \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+{(n_c^2\left(t_2\right)+n_s^2\left(t_2\right))}^{1/2}-{(n_c^2\left(t_4\right)+n_s^2\left(t_4\right))}^{1/2}\end{array}---\left(17\right)$

其中，随机时间变量t₁～t₄，满足

$\left\{\begin{array}{c}2\mathrm{nT}\&le;t_1<2\mathrm{nT}+T/4\\ 2\mathrm{nT}+T/4\&le;t_2<2\mathrm{nT}+T/2\\ 2\mathrm{nT}+T/2\&le;t_3<2\mathrm{nT}+3T/4\\ 2\mathrm{nT}+3T/4\&le;t_4<2\mathrm{nT}+T\end{array}\right.$

上述式子(17)中的即是希望提取的角误差信号；

优选的，为了降低噪声对角误差信号提起的影响，角跟踪接收机采用累加平均的方式，提取角误差信号。提取的角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号，其中，

所述方位误差表述为：

$\begin{array}{c}\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\left[\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}}{\overset{2\mathrm{nT}+T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}^{\&prime;}\left(t_1\right)\right]-\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\left[\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}+T/2}{\overset{2\mathrm{nT}+3T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}^{\&prime;}\left(t_3\right)\right]\\ =2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}}{\overset{2\mathrm{nT}+T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[{(n_c^2\left(t_1\right)+n_s^2\left(t_1\right))}^{1/2}\right]\\ -\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}+T/2}{\overset{2\mathrm{nT}+3T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[{(n_c^2\left(t_3\right)+n_s^2\left(t_3\right))}^{1/2}\right]\\ =2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\cos \mathrm{\&alpha;}\left(t\right),N\&RightArrow;\&infin;\end{array}---\left(18\right)$

所述俯仰误差表述为：

$\begin{array}{c}\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\left[\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}}{\overset{2\mathrm{nT}+T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}^{\&prime;}\left(t_2\right)\right]-\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\left[\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}+T/2}{\overset{2\mathrm{nT}+3T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}^{\&prime;}\left(t_4\right)\right]\\ =2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\sin \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)+\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}}{\overset{2\mathrm{nT}+T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[{(n_c^2\left(t_2\right)+n_s^2\left(t_2\right))}^{1/2}\right]\\ -\frac{1}{\mathrm{NT}/4}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{2\mathrm{nT}+T/2}{\overset{2\mathrm{nT}+3T/4}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[{(n_c^2\left(t_4\right)+n_s^2\left(t_4\right))}^{1/2}\right]\\ =2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\left(t\right)\right)\sin \mathrm{\&alpha;}\left(t\right),N\&RightArrow;\&infin;\end{array}---\left(19\right)$

综上所述，本发明公开了一种角跟踪接收机及其获取角误差信号的方法和装置，通过考虑角跟踪接收机获取角误差信号过程中角误差动态改变的实际情况，在差路信号产生单元中引入随时间变化的θ(t)与α(t)信息，解决在跟踪目标移动较快的情况下，静态分析方法导致较大分析误差的问题。

下面以一个单通道角跟踪接收机获取角误差信号仿真模型的结果为示例来说明本方案的有益效果。

本实施例选取如下典型参数进行仿真：

信号中频：70MHz

码速率：14Msps

信号调制方式：QPSK

采样频率：f_s＝56MHz

跟踪带宽：40％*Bw

差路信号调制频率：5KHz

和路信噪比：10dB

和差波束增益差：12dB

差波束归一化差斜率：2200/°

耦合系数M：10dB

累加平均时间t：0.25s，0.5s，0.75s，1s

s(t)＝3t km/s

L＝40000KM

基于上述单通道角跟踪接收机获取角误差信号Simulink仿真模型，如图5所示，为基于动态跟踪过程角跟踪接收机获取角误差信号Simulink仿真结果示意图，演示了采用本发明提供的技术方案，在角度偏差参数组合θ＝0.02°、α＝45°、λ＝45°情况下某种噪声、信号源组合情况下的方位、俯仰误差信号。作为比较，如图6所示，为基于静态跟踪过程角跟踪接收机获取角误差信号Simulink仿真结果示意图，在角度偏差参数组合θ＝0.02°、α＝45°情况下，与图6同样的噪声、信号源组合情况下的获得的方位、俯仰误差信号。

比较图5与图6的方位、俯仰误差信号，可以观察到经过1s的累加平均后，图5中俯仰误差信号大小为2.734，方位误差信号大小为2.866，图6中俯仰误差信号大小为2.512，方位误差信号大小为2.658，通过两种方法获得方位、俯仰误差信号是不同的，这正是由于跟踪目标运动造成的。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种角跟踪接收机获取角误差信号的方法，其特征在于，所述方法包括：

产生角跟踪接收机中的和路信号；

产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角；

将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号；

检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息；

从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述差路信号包含随时间变化的θ(t)与α(t)的角误差信息包括：

所述差路信号Δt表述为：Δt＝k_ΔA_mμθ(t)cos(ωt+α(t)+β(t))+n_Δ(t)，

其中，k_Δ为差路放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，μ为天线差斜率，n_Δ(t)为差路信号噪声，β(t)为调相角；

假设A为跟踪天线，O为目标平面坐标原点，所述角跟踪接收机开展一次角误差估计开始时刻与结束时刻的目标位置分别为P、P＇，忽略目标在所述目标平面的轴向移动，所述θ(t)与α(t)近似表述为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&theta;}\left(t\right)\&ap;\sqrt{{\left(\mathrm{\&theta;}\right)}^2+{\left(\frac{s\left(t\right)}{L}\right)}^2+\frac{2\mathrm{\&theta;s}\left(t\right)(\cos \mathrm{\&alpha;}\cos \mathrm{\&lambda;}+\sin \mathrm{\&alpha;}\sin \mathrm{\&lambda;})}{L}}\\ \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)=\arctan \left(\frac{\mathrm{L\&theta;}\sin \mathrm{\&alpha;}+s\left(t\right)\sin \mathrm{\&lambda;}}{\mathrm{L\&theta;}\cos \mathrm{\&alpha;}+s\left(t\right)\cos \mathrm{\&lambda;}}\right)\end{array}$

上述s(t)为所述角跟踪接收机开展一次角误差估计时间内，跟踪目标相对于跟踪天线的运动轨迹，L＝|AP|为跟踪天线A距离跟踪目标初始时刻P的距离，α为OP水平方向偏差角，θ为所述单通道角跟踪接收机开展一次误差角估计起始时刻的天线电轴偏差角，λ为PP＇在水平方向偏差角。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号包括：

所述角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号；其中，

所述方位误差信号表达式为： $u_{\mathrm{fw}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\cos \mathrm{\&alpha;},$

所述俯仰误差信号表达式为： $u_{\mathrm{fy}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\sin \mathrm{\&alpha;},$

上述u_fw(t)为方位误差，u_fy(t)为俯仰误差。

4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述角跟踪接收机为单通道角跟踪接收机。

5.一种角跟踪接收机获取角误差信号的装置，其特征在于，包括：

和路信号产生单元，适于产生角跟踪接收机中的和路信号；

差路信号产生单元，适于产生角跟踪接收机中的差路信号，所述差路信号中包含随时间变化的θ(t)与α(t)的信息，其中，θ(t)为天线电轴偏差角，α(t)为跟踪目标在所在坐标平面的水平方向偏差角；

合路单元，适于将所述和路信号与所述差路信号合路处理得到合路信号；

检波单元，适于检波得到所述合路信号的信号幅度，所述信号幅度包含所述θ(t)与α(t)的信息；

提取单元，适于从所述合路信号的信号幅度中提取出包含所述θ(t)与α(t)的角误差信号。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述差信号产生单元具体适于，所述差路信号Δt可以表述为：Δt＝k_ΔA_mμθ(t)cos(ωt+α(t)+β(t))，

其中，k_Δ为差路放大系数，A_m为信号幅度，ω为接收的射频信号频率，μ为天线差斜率，n_Δ(t)为差路信号噪声,β(t)为调相角；

假设A为跟踪天线，O为目标平面坐标原点，所述角跟踪接收机开展一次角误差估计开始时刻与结束时刻的目标位置分别为P、P＇，忽略目标在所述目标平面的轴向移动，所述θ(t)与α(t)近似表述为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&theta;}\left(t\right)\&ap;\sqrt{{\left(\mathrm{\&theta;}\right)}^2+{\left(\frac{s\left(t\right)}{L}\right)}^2+\frac{2\mathrm{\&theta;s}\left(t\right)(\cos \mathrm{\&alpha;}\cos \mathrm{\&lambda;}+\sin \mathrm{\&alpha;}\sin \mathrm{\&lambda;})}{L}}\\ \mathrm{\&alpha;}\left(t\right)=\arctan \left(\frac{\mathrm{L\&theta;}\sin \mathrm{\&alpha;}+s\left(t\right)\sin \mathrm{\&lambda;}}{\mathrm{L\&theta;}\cos \mathrm{\&alpha;}+s\left(t\right)\cos \mathrm{\&lambda;}}\right)\end{array}$

上述s(t)为所述角跟踪接收机开展一次角误差估计时间内，跟踪目标相对于跟踪天线的运动轨迹，L＝|AP|为跟踪天线A距离跟踪目标初始时刻P的距离，α为OP水平方向偏差角，θ为所述单通道角跟踪接收机开展一次误差角估计起始时刻的天线电轴偏差角，λ为PP＇在水平方向偏差角。

7.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述提取单元具体适于，所述角误差信号包括方位误差信号和俯仰误差信号；其中，

所述方位误差信号表达式为： $u_{\mathrm{fw}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\cos \mathrm{\&alpha;},$

所述俯仰误差信号表述为： $u_{\mathrm{fy}}\left(t\right)=2K_{\mathrm{\&Delta;}}{A}_m\sqrt{M}\left(\mathrm{\&mu;\&theta;}\right)\sin \mathrm{\&alpha;},$

其中，u_fw(t)为方位误差，u_fy(t)为俯仰误差。

8.根据权利要求5-7任一项所述的装置，其特征在于，所述装置适于单通道角跟踪接收机。

9.一种角跟踪接收机，其特征在于，包括如权利要求5-7任一项所述的角跟踪接收机获取角误差信号的装置。

10.根据权利要求9所述的角跟踪接收机，其特征在于，所述角跟踪接收机为单通道角跟踪接收机。