CN104122439B - 提高相位校正精度的电能表 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种提高相位校正精度的电能表，包括：电流传感器，接收并感测相电流信号；电压传感器，接收并感测相电压信号；第一模数转换器，将模拟的相电流信号转换为数字的电流采样信号；第二模数转换器，将模拟的相电压信号转换为数字的电压采样信号；相位校正模块，分别与第一模数转换器和第二模数转换器相连接，对电流采样信号和电压采样信号进行实时的相位校正，分别生成电流同步信号和电压同步信号；电能计算模块，与相位校正模块相连接，分别接收电流同步信号和电压同步信号，并据此计算出有功电能和无功电能以向外输出。本发明克服了电流/电压信号延时方式的缺点，不仅能实现高精度的相位校正，而且硬件实现简单，***成本低。

Description

提高相位校正精度的电能表

技术领域

本发明涉及电能计量技术及其电路实现技术领域，具体来说，本发明涉及一种提高相位校正精度的电能表。

背景技术

在未有本发明前，电能表相位校正采用的是电流/电压信号延时的方式。这种方式的缺点是校正精度受ADC(模数转换器)调制器工作频率的制约，相位校正只能以与ADC调制器工作频率相关的某一特定步长进行，从而难以达到很高的相位校正精度。

图1为现有技术中的一种典型单相电能表的内部模块结构图。如图1所示，该典型的单相电能表100可以由电流传感器101、电压传感器102、第一Sigma-Delta(Σ-Δ)调制器103、第二Sigma-Delta(Σ-Δ)调制器104、采用信号延时法的相位校正模块107、第一FIR滤波器105、第二FIR滤波器106、电能计算模块108组成。其输入为相电流信号i(t)、相电压信号v(t)，输出为有功电能和无功电能。第一Sigma-Delta调制器103、第二Sigma-Delta调制器104、第一FIR滤波器105、第二FIR滤波器106、相位校正模块107和电能计算模块108通常由一块集成电路(IC)实现。电流传感器101有锰铜片、电流互感器、罗氏线圈、霍尔效应传感器等种类，电压传感器102有分压电阻、电压互感器等种类。由于电流传感器101、电压传感器102自身可能的非线性特性，被拾取的电流、电压信号相位可能发生偏移，电流、电压之间的相位差可能因此发生改变，从而使电能计量出现偏差。

设稳定的相电流i(t)有效值为I，初始相位为相电压v(t)有效值为V，初始相位为取初始相位差那么，有功功率P_a＝VIcosφ，无功功率P_r＝VIsinφ。设由传感器引起电流和电压相位偏移后，相位差增量为α(即相位差变为φ+α)，那么有功功率变为P_a′＝VIcos(φ+α)，无功功率变为P_r′＝VIsin(φ+α)。显然，由于信号相位差增量α的缘故，P_a′相较于P_a有一定的偏差，而P_r′相较于P_r有一定的偏差。由于有功电能是有功功率对时间的积分，无功电能是无功功率对时间的积分，有功功率和无功功率的偏差将导致有功电能和无功电能计量的不准确。在这种情况下，电能表内通常设置一个相位校正模块，用来对由电流传感器和电压传感器引起的信号相位差增量(α)进行校正，消除其对电能计量的影响。

而要对电能表进行相位校正，首先必须对信号相位差增量α的值进行估计。在电能表生产和调试过程中，α值的估计一般借助电能表测试机台进行，步骤如下：(1)在功率因数PF＝0条件下，校正有功功率增益值；(2)在PF＝0.5L(感性负载)条件下，测量电能计量误差E；(3)计算相位差(弧度)。一般情况下，由于测试机台测量误差的存在，α′是α的近似值，这里取α＝α′。

在估计出信号相位差增量α之后，即可据此对电能表进行相位校正。现有的电能表相位校正方法为电流/电压信号延时法(如图2所示)。首先将信号相位差增量α转化为电流信号与电压信号之间的时间偏差(以两个Sigma-Delta调制器的采样间隔为单位)：

$d=\mathrm{round}\left(\frac{\left|\mathrm{\α}\right|\·f_m}{2\mathrm{\π}{f}_i}\right)---\left(1\right)$

上式中f_i为电流信号和电压信号频率(50/60Hz)，f_m为两个Sigma-Delta调制器的工作频率。round()表示按四舍五入方式取整。

电流/电压信号延时法的原理为：根据α的正负性和d值选择电流单比特码流信号i_b(n)和电压单比特码流信号v_b(n)二者之一进行延时，使二者在时间上对齐，从而达到相位校正的目的。为实现电流或电压信号的延时，电能表相位校正模块需要一组长为N(N≥d)的FIFO(First Input First Output，先入先出)寄存器，用以存储i_b(n)或v_b(n)信号。当α≥0时，电流信号需要延时，FIFO寄存器存储的是i_b(n)信号。此时相位校正模块的输出为：

i_x(n)＝i_b(n-d) (2)

v_x(n)＝v_b(n) (3)

需要指出，当α＝0时，d＝0，i_x(n)实际上与i_b(n)相等。

当α<0时，电压信号需要延时，FIFO寄存器存储的是v_b(n)信号。此时相位校正模块的输出为：

i_x(n)＝i_b(n) (4)

v_x(n)＝v_b(n-d) (5)

i_x(n)和v_x(n)为相位校正后的单比特码流信号。i_x(n)经过FIR滤波器，得到电流同步采样信号i_y(n)；v_x(n)经过FIR滤波器，得到电压同步采样信号v_y(n)。i_y(n)与v_y(n)输入电能计算模块，进行有功电能和无功电能的计算。

显然，采用电流/电压信号延时法时，相位校正的精度受到两个Sigma-Delta调制器的工作频率f_m的制约，相位校正只能以360f_i/f_m(度)为步长进行。例如，当f_m＝1.024MHz时，相位校正的步长约为0.017°。校正步长的存在使电流/电压信号延时法难以达到很高的相位校正精度，从而不利于电能表高精度的计量功能的实现。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种提高相位校正精度的电能表，能够克服现有的电流/电压信号延时方式的缺点，不仅能实现高精度的相位校正，而且硬件实现简单，***成本低。

为解决上述技术问题，本发明提供一种提高相位校正精度的电能表，包括：

电流传感器，接收并感测一相电流信号；

电压传感器，接收并感测一相电压信号；

第一模数转换器，与所述电流传感器相连接，将模拟的所述相电流信号转换为数字的电流采样信号；

第二模数转换器，与所述电压传感器相连接，将模拟的所述相电压信号转换为数字的电压采样信号；

相位校正模块，分别与所述第一模数转换器和所述第二模数转换器相连接，对所述电流采样信号和所述电压采样信号进行实时的相位校正，分别生成电流同步信号和电压同步信号；

电能计算模块，与所述相位校正模块相连接，分别接收所述电流同步信号和所述电压同步信号，并据此计算出有功电能和无功电能以向外输出。

可选地，所述相位校正模块包括：

全通滤波器系数参量寄存器，用于存储量化后的全通滤波器的系数参量；

α正负性寄存器，用于根据α>0、α<0和α＝0这三种情形分别对应地设置0、1和2这三个数值，α为信号相位差增量；

一阶的全通滤波器及相关选通电路，在所述相位校正模块内分别与所述全通滤波器系数参量寄存器和所述α正负性寄存器相连接，用于先读出表示α正负性的所述数值，决定所述全通滤波器是否被旁路以及不被旁路时被置于哪个信号通道，再读出量化后的所述系数参量以用于所述全通滤波器的运算，进而对所述电流采样信号和所述电压采样信号进行相位校正，分别生成所述电流同步信号和所述电压同步信号。

可选地，所述全通滤波器的应用分为α>0、α<0和α＝0这三种情形，α为信号相位差增量；

当α>0时，所述电流采样信号的相位需要延后，所述全通滤波器被放在电流信号通道中，电压信号通道无所述全通滤波器；

当α<0时，所述电压采样信号的相位需要延后，所述全通滤波器被放在所述电压信号通道中，所述电流信号通道无所述全通滤波器；

当α＝0时，所述电流采样信号和所述电压采样信号的相位均不需要延后，所述电流信号通道和所述电压信号通道这两个通道中均无所述全通滤波器，所述全通滤波器处于被旁路状态。

可选地，所述全通滤波器系数参量寄存器和所述α正负性寄存器均为非易失性寄存器。

可选地，所述全通滤波器系数参量寄存器和所述α正负性寄存器均为快闪型寄存器。

可选地，所述α正负性寄存器的大小为2比特。

可选地，所述电流传感器为锰铜片、电流互感器、罗氏线圈或者霍尔效应传感器。

可选地，所述电压传感器为分压电阻或者电压互感器。

可选地，所述第一模数转换器、所述第二模数转换器、所述相位校正模块和所述电能计算模块是由一块集成电路实现的。

可选地，所述电能表能用作单相电能表或者多相电能表。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明根据实际测算，在电流和电压的信号频率f_i＝50Hz、模数转换器的采样频率f_s＝4kHz、信号相位差增量|α|≤4°、全通滤波器的系数参量k字长为16比特的条件下，相位校正的误差小于10^-4度。由此可见，本发明提出的采用全通滤波器的方式可以达到很高的相位校正精度，远高于现有的电流/电压信号延时法，这对于提高电能表的相位校正精度是非常有利的。另一方面，由于一阶全通滤波器结构简单，用集成电路实现时开销较小，因此这种构造的电能表在相位校正的实现上是简便易行的。

综上所述，本发明能够克服现有的电流/电压信号延时方式的缺点，不仅能实现高精度的相位校正，而且整个电能表硬件实现简单，***成本低。

附图说明

本发明的上述的以及其他的特征、性质和优势将通过下面结合附图和实施例的描述而变得更加明显，其中：

图1为现有技术中的一种典型单相电能表的内部模块结构图；

图2为现有技术中的一种电能表相位校正的方法——电流/电压信号延时法的示意图(分为α≥0和α＜0两类情况)；

图3为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表的内部模块结构图；

图4为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表中的全通滤波器在-1<k<0、k＝0和0<k<1这三种情况下的相频响应特性；

图5为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表中的全通滤波器的应用分为α>0、α<0和α＝0这三种情况的示意图；

图6为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表中的相位校正模块的内部结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，在以下的描述中阐述了更多的细节以便于充分理解本发明，但是本发明显然能够以多种不同于此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下根据实际应用情况作类似推广、演绎，因此不应以此具体实施例的内容限制本发明的保护范围。

图3为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表的内部模块结构图。图3所示为该电能表200用作单相电能表的情形。显然，在单相计量的基础上通过结构扩展，该电能表200也可以用作多相电能表，此时将针对每一相的电流信号和电压信号分别进行相位校正。其中，在用作单相电能表的情形下，其内部构造主要包括如下组成模块：电流传感器201、电压传感器202、第一模数转换器(ADC)203、第二模数转换器(ADC)204、相位校正模块207和电能计算模块208等。除电流传感器201、电压传感器202外，其他模块通常可以是由一块集成电路(IC)实现的。其中，电流传感器201可以为锰铜片、电流互感器、罗氏线圈或者霍尔效应传感器等不同种类，其接收并感测一相电流信号i(t)。电压传感器202可以为分压电阻或者电压互感器等不同种类，其接收并感测一相电压信号v(t)。第一模数转换器203与电流传感器201相连接，将模拟的相电流信号i(t)转换为数字的电流采样信号i_s(n)。第二模数转换器204与电压传感器202相连接，将模拟的相电压信号v(t)转换为数字的电压采样信号v_s(n)。相位校正模块207分别与第一模数转换器203和第二模数转换器204相连接，对电流采样信号i_s(n)和电压采样信号v_s(n)进行实时的相位校正，分别生成电流同步信号i_y(n)和电压同步信号v_y(n)。电能计算模块208与相位校正模块207相连接，分别接收电流同步信号i_y(n)和电压同步信号v_y(n)，并据此计算出有功电能和无功电能以向外输出。

本发明的主要思想是使用全通滤波器的相位移动特性，来反向抵消电流和电压的信号相位差增量α。全通滤波器的优点是在改变信号相位的同时，保持信号幅值不变。为使实现方案简单，采用如下***函数H(z)的一阶全通滤波器：

$H\left(z\right)=\frac{k+z^{-1}}{1+{\mathrm{kz}}^{-1}}---\left(6\right)$

上述滤波器中系数参量k为实数，极点z_p＝-k。为使滤波器稳定，应保证|z_p|<1。因此k的取值范围为-1<k<1。图4所示为本发明一个实施例的提高相位校正精度的电能表中的全通滤波器在-1<k<0、k＝0和0<k<1这三种情况下的相频响应特性。由图4可看出，该全通滤波器适用于使信号相位延后的场合。对于电能表的相位校正，全通滤波器的应用可分为α>0、α<0和α＝0这三种情况(如图5所示)：(1)当α>0时，由于电流采样信号的相位需要延后，全通滤波器213被放在电流信号通道中，电压信号通道无全通滤波器213；(2)当α<0时，由于电压采样信号的相位需要延后，全通滤波器213被放在电压信号通道中，电流信号通道无全通滤波器213；(3)当α＝0时，由于电流采样信号和电压采样信号的相位均不需要延后，电流信号通道和电压信号通道这两个通道中均无全通滤波器213，全通滤波器213处于被旁路状态。

现推导一阶全通滤波器唯一的系数参量k与信号相位差增量α的关系。当ADC采样频率为f_s时，信号归一化角频率为θ＝2πf_i/f_s。根据一阶全通滤波器传递函数，得到滤波器频域响应：

$H\left(e^{\mathrm{j\&theta;}}\right)=\frac{k+{\left(e^{\mathrm{j\&theta;}}\right)}^{-1}}{1+k{\left(e^{\mathrm{j\&theta;}}\right)}^{-1}}---\left(7\right)$

由于e^jθ＝cosθ+jsinθ，上式可简化为：

$H\left(e^{\mathrm{j\&theta;}}\right)=\frac{(k\cos \mathrm{\&theta;}+1)+\mathrm{jk}\sin \mathrm{\&theta;}}{(\cos \mathrm{\&theta;}+k)+j\sin \mathrm{\&theta;}}---\left(8\right)$

为使全通滤波器能够抵消α的影响，应使H(e^jθ)的相角等于-|α|，即

∠H(e^jθ)＝-|α| (9)

根据上式，可解得：

$k_{\mathrm{1,2}}=\frac{-\mathrm{tg}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|\&PlusMinus;\sin \mathrm{\&theta;}\sqrt{1+{\mathrm{tg}}^2\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}}{\sin \mathrm{\&theta;}+\cos \mathrm{\&theta;}\&CenterDot;\mathrm{tg}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}---\left(10\right)$

考虑到α的绝对值是一个较小的数(一般在3°以内)，根据图4可知，k应取正值。因此，在上式所表达k的两个解中取较大值，得到：

$k=\frac{-\mathrm{tg}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|+\sin \mathrm{\&theta;}\sqrt{1+{\mathrm{tg}}^2\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}}{\sin \mathrm{\&theta;}+\cos \mathrm{\&theta;}\&CenterDot;\mathrm{tg}\left|\mathrm{\&alpha;}\right|}---\left(11\right)$

上式即为根据α计算k值的公式。

在电能表200的相位校正模块207内(如图6所示)，设置了一个全通滤波器系数参量寄存器211，用以存储量化后的全通滤波器213的系数参量k。相位校正模块207内再设置了一个2比特大小的α正负性寄存器212，用于当α>0、α<0和α＝0这三种情形时，寄存器分别对应地设置为0、1、2这三个数值(寄存器值为3无意义)。全通滤波器系数参量寄存器211和α正负性寄存器212这两个寄存器均为非易失型寄存器(如快闪型寄存器)。在测试机台上对电能表200进行相位校正时，根据α计算出k值，并将k值量化后写入全通滤波器系数参量寄存器211。同时将表示α正负性的数值写入α正负性寄存器212。

在电能表200的相位校正模块207内还设置了全通滤波器213及相关选通电路214，分别与全通滤波器系数参量寄存器211和α正负性寄存器212相连接。电能表200正常工作时，α正负性寄存器212中表示α正负性的数值被先读出，并传送给全通滤波器213及相关选通电路214，用于决定全通滤波器213是否被旁路以及不被旁路时被置于哪个信号通道中。量化后的系数参量k值被再读出，用于全通滤波器213的运算。在上述两个寄存器参数的作用下，相位校正模块207对电流采样信号和电压采样信号进行实时的相位校正，分别生成电流同步信号和电压同步信号。

本发明根据实际测算，在电流和电压的信号频率f_i＝50Hz、模数转换器的采样频率f_s＝4kHz、信号相位差增量|α|≤4°、全通滤波器的系数参量k字长为16比特的条件下，相位校正的误差小于10^-4度。由此可见，本发明提出的采用全通滤波器的方式可以达到很高的相位校正精度，远高于现有的电流/电压信号延时法，这对于提高电能表的相位校正精度是非常有利的。另一方面，由于一阶全通滤波器结构简单，用集成电路实现时开销较小，因此这种构造的电能表在相位校正的实现上是简便易行的。

综上所述，本发明能够克服现有的电流/电压信号延时方式的缺点，不仅能实现高精度的相位校正，而且整个电能表硬件实现简单，***成本低。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何修改、等同变化及修饰，均落入本发明权利要求所界定的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种提高相位校正精度的电能表(200)，包括：

电流传感器(201)，接收并感测一相电流信号；

电压传感器(202)，接收并感测一相电压信号；

第一模数转换器(203)，与所述电流传感器(201)相连接，将模拟的所述相电流信号转换为数字的电流采样信号；

第二模数转换器(204)，与所述电压传感器(202)相连接，将模拟的所述相电压信号转换为数字的电压采样信号；

相位校正模块(207)，分别与所述第一模数转换器(203)和所述第二模数转换器(204)相连接，对所述电流采样信号和所述电压采样信号进行实时的相位校正，分别生成电流同步信号和电压同步信号；

电能计算模块(208)，与所述相位校正模块(207)相连接，分别接收所述电流同步信号和所述电压同步信号，并据此计算出有功电能和无功电能以向外输出；

其中，所述相位校正模块(207)包括：

全通滤波器系数参量寄存器(211)，用于存储量化后的全通滤波器(213)的系数参量(k)；

α正负性寄存器(212)，用于根据α>0、α<0和α＝0这三种情形分别对应地设置0、1和2这三个数值，α为信号相位差增量；

一阶的全通滤波器(213)及相关选通电路(214)，在所述相位校正模块(207)内分别与所述全通滤波器系数参量寄存器(211)和所述α正负性寄存器(212)相连接，用于先读出表示α正负性的所述数值，决定所述全通滤波器(213)是否被旁路以及不被旁路时被置于哪个信号通道，再读出量化后的所述系数参量(k)以用于所述全通滤波器(213)的运算，进而对所述电流采样信号和所述电压采样信号进行相位校正，分别生成所述电流同步信号和所述电压同步信号。

2.根据权利要求1所述的电能表(200)，其特征在于，所述全通滤波器(213)的应用分为α>0、α<0和α＝0这三种情形，α为信号相位差增量；

当α>0时，所述电流采样信号的相位需要延后，所述全通滤波器(213)被放在电流信号通道中，电压信号通道无所述全通滤波器(213)；

当α<0时，所述电压采样信号的相位需要延后，所述全通滤波器(213)被放在所述电压信号通道中，所述电流信号通道无所述全通滤波器(213)；

当α＝0时，所述电流采样信号和所述电压采样信号的相位均不需要延后，所述电流信号通道和所述电压信号通道这两个通道中均无所述全通滤波器(213)，所述全通滤波器(213)处于被旁路状态。

3.根据权利要求2所述的电能表(200)，其特征在于，所述全通滤波器系数参量寄存器(211)和所述α正负性寄存器(212)均为非易失性寄存器。

4.根据权利要求3所述的电能表(200)，其特征在于，所述全通滤波器系数参量寄存器(211)和所述α正负性寄存器(212)均为快闪型寄存器。

5.根据权利要求4所述的电能表(200)，其特征在于，所述α正负性寄存器(212)的大小为2比特。

6.根据权利要求5所述的电能表(200)，其特征在于，所述电流传感器(201)为锰铜片、电流互感器、罗氏线圈或者霍尔效应传感器。

7.根据权利要求6所述的电能表(200)，其特征在于，所述电压传感器(202)为分压电阻或者电压互感器。

8.根据权利要求7所述的电能表(200)，其特征在于，所述第一模数转换器(203)、所述第二模数转换器(204)、所述相位校正模块(207)和所述电能计算模块(208)是由一块集成电路实现的。

9.根据权利要求8所述的电能表(200)，其特征在于，所述电能表(200)能用作单相电能表或者多相电能表。