CN104113052A - 有源电力滤波器的保护方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源电力滤波器的保护方法，本发明提出的有源电力滤波器的保护方法中通过对指令电流进行限流，使得有源电力滤波器实际输出的补偿电流限制在合理范围内，防止由于指令电流过大造成APF过流而损坏有源电力滤波器，且本发明中对指令电流依次进行比例限流和截断限流，通过两次限流实现双重保护，提高了***的可靠性，能够更好的保护有源电力滤波器，延长使用寿命。

Description

有源电力滤波器的保护方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种有源电力滤波器的保护方法。

背景技术

电力电子技术的日益发展成熟和电力自动化设备的广泛应用在推进工业生产力发展和电气自动化水平提高的同时，也引起了严重的电网谐波污染问题，有源电力滤波器(APF)应运而生。

有源电力滤波器(APF)通过包括主电路(变流器)、驱动电路和控制***。其补偿过程为先通过电压互感器(PT)、电流互感器(CT)获取***电压和非线性负载的电流信号，控制***对获取的电压和电流信号进行处理，计算出需要补偿的各次谐波对应的指令电流，再根据该指令电流，生成用于驱动变流器的驱动脉冲，实时快速的控制主电路中开关器件(功率器件)的通断，输出实际需要补偿电流，该补偿电流与负载电流中需要补偿的各次谐波进行抵消，最终得到期望的正弦化的电网电流，从而改善了电网的电能质量。

作为一个电网谐波和无功的动态补偿装置，APF不仅需要有良好的稳态补偿性能和动态响应速度，最主要的是要保证能稳定可靠的运行。APF稳定运行的前提是其补偿容量不能超过自身的额定容量，因为其变流器中功率单元对瞬时过流和过压非常敏感，短时的过流和过压也可能会导致开关管的损坏，所以要尽量避免APF的过容运行。

正常情况下，可能造成APF过容运行的情况有两种：(1)接入公用电网的非线性负载突增；(2)接入公用电网的负载发生短路或断路等故障，造成***不对称分量突增。这两种情况如果造成APF过容运行，其根本原因是负载电流谐波分量的突增导致指令电流的突增。所以要限制APF的过容运行，最关键的是要限制指令电流在自身补偿容量范围之内。

杨振宇等人在题为并联型有源电力滤波器限流补偿策略研究(电力自动化设备.2006,26(3):21-25)一文中提出一种软件限流控制策略，只对参考电流进行处理，控制实现简单，并取得了较好的限流效果。但它存在一个最关键的问题尚未解决：指令电流最大绝对值i_refmax和***最大允许补偿电流值i_max的定义。传统的截断限流和比例限流策略对于指令电流最大绝对值i_refmax的定义就是指令电流峰值的绝对值，而***最大允许补偿电流值i_max则根据***容量被定义为一个固定的值。

实际上，对于一个能够补偿0～2.5kHz以内任意次谐波的APF***来说，指令电流最大绝对值i_refmax绝不能简单的定义为指令电流峰值的绝对值。除了要考虑补偿全频段谐波时指令电流的有效值达到***额定容量时的峰值，还要考虑补偿低次或单次谐波时指令电流的有效值达到***额定容量时的峰值。通常APF的额定容量是以每相能够补偿的额定谐波电流有效值来定义的。结合实际情况，当APF需要补偿全频段谐波时，若***的补偿电流有效值达到额定值，此时指令电流的峰值往往要比APF***只补偿低次或单次谐波而补偿电流有效值达到额定值时的指令电流峰值高得多。所以，若简单的将指令电流最大值i_refmax定义为峰值，那么可能出现下面两种情况：

(1)若按APF补偿全频段谐波时有效值达到额定值时指令电流的峰值定义为***最大允许补偿电流峰值i_peak，那么当APF补偿低次或单次谐波时，即使补偿电流的有效值超过了额定值，由于此时指令电流的峰值未达到***设定的最大允许补偿电流峰值i_peak，指令电流会继续增大，直到峰值达到设定的i_peak，而此时指令电流的有效值已远远超过额定有效值，从而造成APF过流。

(2)若按APF补偿低次或单次谐波时有效值达到额定值时指令电流的峰值定义为***最大允许补偿电流峰值i_peak(即最大允许电流)，那么当APF补偿全频段谐波时，由于当指令电流的峰值达到设定的i_peak时，指令电流的有效值还远远未达到***额定值，从而造成APF利用率不高。

同时，获得用于比例限流环节的指令电流有效值及实现APF的选择性谐波补偿需要采用一种有效的谐波检测方法。张树全等人在题为多同步旋转坐标系下指定次谐波电流控制(中国电机工程学报.2010(03):55-62)提出一种基于同步旋转坐标变换的选择性谐波电流检测算法，但是该方法需要经过多次旋转坐标变换，计算量大，并且需要设计一个低通或带通滤波器，谐波分量的检测精度取决于滤波器的设计，滤波器的参数设计不当会直接影响检测精度。

此外，大容量非线性负载突变时会引起APF直流侧电压波动，若直流侧出现过压，则并联在直流母线电容两端的开关器件有可能因为瞬态高压击穿而导致损坏。

发明内容

针对现有技术中存在的不足，本发明提供了一种有源电力滤波器的保护方法。

本发明的有源电力滤波器的保护方法，包括如下步骤：

(1)提取负载电流中需要补偿的各次谐波分量，并将提取的各次谐波分量叠加得到指令电流；

(2)根据有源电力滤波器的额定补偿电流有效值和需要补偿的最高谐波次数依次设定第一阈值和第二阈值；

(3)将第一阈值作为最大允许电流对所述的指令电流进行比例限流，得到第一指令电流；

(4)将第二阈值作为截断峰值电流对所述的第一指令电流进行截断限流，得到第二指令电流；

(5)根据第二指令电流生成用于驱动有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲，使变流器输出相应的补偿电流。

本发明提出的有源电力滤波器的保护方法中通过对指令电流进行限流，使得有源电力滤波器实际输出的补偿电流限制在合理范围内，防止由于指令电流过大造成APF过流(指实际输出的补偿电流超过开关器件所能承受的最大允许值)而损坏有源电力滤波器，且本发明中对指令电流依次进行比例限流和截断限流，通过两次限流实现双重保护，提高了***的可靠性，能够更好的保护有源电力滤波器，延长使用寿命。

在进行比例限流和截断限流处理前，先根据用户设定的补偿频次设定比例限流和截断限流的相关参数。这样根据实际情况设定相关参数，与现有技术中任何工况下都固定使用单一参数比较，更为灵活，在APF仅补偿低次谐波的情况下，可以进一步提高APF的输出能力，改善了APF的利用效率，即使在全频段补偿的情况下，也能有效地将补偿电流限制在额定输出能力范围之内。该种参数可调型的比例限流和截断限流方法有助于实现不同工况下APF输出能力最大化和高可靠性的统一。

作为优选，所述步骤(1)基于滑窗迭代DFT算法提取需要补偿的各次谐波分量。

基于滑窗迭代DFT算法克服了基于同步旋转坐标系的谐波电流检测算法中坐标变换复杂、参数设计困难的缺陷，并通过取消周期平均滤波器对传统滑窗DFT算法进行改进，大大减小了对程序空间资源的占用，实现了任意次谐波的单次或者叠加提取，具有很高的精度。

基于滑窗迭代DFT算法提取n次谐波分类的具体过程如下：

a初始化一个滑窗，所述滑窗的长度为一个基波周期内的采样点的总数，记为N，假设滑窗采样的数据存储在一个大小为N的数组X[N]中，初始条件下滑窗中所有的元素的值为0，即X[0]～X[N-1]＝0；

b采集一个新的数据x(kτ)(x(kτ)为某一时刻的采样数据，其中k表示当前的采样点编号，k的取值范围为0～N-1，τ为采样时间间隔)，更新滑窗一个基波周期前该采样点对应的采样数据，；

c.计算需要提取的n次谐波在当前采样点的相位，具体为：

一个周期是2π，一个周期采样N个采样点，故每个采样点之间的相位差为本发明中假设第一个采样点处的相位为0，则第k个采样点处的相位就是由于是n次谐波，则第k个采样点处n次谐波的相位为

d.判断当前采样点的编号k是否满足条件k＝N-1，N为一个基波周期内的采样点的总数：

若满足，则令：

当前采样点处用于谐波分量瞬时值计算的n次谐波分量的实部A_n和虚部B_n分别为：A_n＝a_n，B_n＝b_n；

当前采样点处n次谐波分量瞬时值x_n(k)为：

x_n(k)＝a_ncos(2πnk/N)+b_nsin(2πnk/N)，

其中，

a_n＝a_n+x(kτ)*cos(2πnk/N)，

b_n＝b_n+x(kτ)*sin(2πnk/N)。

否则，令：

当前采样点处用于计算的n次谐波分量的瞬时值的实部A_n和虚部B_n分别为：A_n＝A'_n，B_n＝B'_n，其中A'_n和B'_n分别为上一基波周期n次谐波分量的实部A_n和虚部B_n，即计算当前采样点处的谐波分量所用的实部和虚部不进行更新，继续沿用上一周期的值；

进一步，根据实部A_n和虚部B_n得到当前采样点处n次谐波分量的瞬时值x_n(k)为：

x_n(k)＝A_ncos(2πnk/N)+B_nsin(2πnk/N)，

e.采样点数k加1后，返回继续执行步骤b，直至k＝N时结束。

所述步骤(2)根据如下公式计算第一阈值i_max：

i_max＝K_i*i_p，

其中，i_p为额定补偿电流有效值；

第一比例系数为K_i：

$K_i=\left\{\begin{array}{cc}1.5& h\≤11\\ 1.2& 13\≤h\≤23\\ 1& h>23\end{array}\right..$

其中，h为需要补偿的最高谐波次数。

所述步骤(2)根据如下公式计算第二阈值i_peak：

i_peak＝K_p*i_max，

其中，i_max为第一阈值；

K_p为第二比例系数：

$K_p=\left\{\begin{array}{cc}2.3& h\≤11\\ 2.9& 13\≤h\≤23\\ 3.6& h>23\end{array}\right.;$

其中，h为需要补偿的最高谐波次数。

根据需要补偿的最高谐波次数设定第一比例系数和第二比例系数使APF运行效率最大化原理，保证APF在各种不同工况下既能安全可靠地稳定运行，又能实现变流器的开关器件(功率单元)的利用效率达到最高。具体选取过程如下：先通过Matlab的Simulink仿真功能搭建仿真相关APF模型，根据设定的需要补偿的谐波次数以及对应补偿谐波次数下的谐波电流波形特性(主要是谐波电流有效值和谐波电流峰值的关系)初始化设置该两个比例系数(即第一比例系数和第二比例系数，还包括频段如何划分和各个频段内比例系数值的初值选取)，根据仿真的APF模型在初始化比例系数值的作用下实际峰值电流是否超过最大允许补偿电流峰值以及实际补偿电流有效值是否超过最大允许补偿电流有效值，若未超过，可适当加大比例系数再进行效果验证；反之，若超过，则适当减小进行效果验证。经过多次反馈调节和验证后可以得到最优的两个比例系数，本发明提供的梯度式设定值可以作为优选。

所述步骤(3)过程如下：

(3-1)计算指令电流的有效值，并用第一阈值除以指令电流的有效值和第一阈值中的较大者得到的商作为比例限流因子；

(3-2)根据公式：

i'_ref＝k*i_ref

计算第一指令电流i'_ref，i_ref为指令电流，k为比例限流因子。

取指令电流的有效值i_rms和第一阈值i_max中的较大者，记为i_Max，再用第一阈值i_max除以该较大者i_Max得到的商作为比例限流因子k，即k＝i_max/i_MAX。当指令电流的有效值大于第一阈值时时，i_MAX＝i_rms此时比例限流因子k小于1，进而得到的第一指令电流i'_ref小于指令电流i_ref(原指令电流)，即起到限流的作用。当指令电流的有效值小于第一阈值时，i_MAX＝i_max，此时比例效率因子k为1，进而得到的第一指令电流等于指令电流，相当于将原先计算得到的指令电流原样进行输出。

本发明中根据：

$i_{\mathrm{rms}}=\frac{2}{N}\sqrt{\frac{\underset{n=3}{\overset{h}{\mathrm{\Σ}}}(A_n^2+B_n^2)}{2}}$

计算指令电流的有效值i_rms，N为一个基波周期内的采样点数总数，h为最高补偿谐波次数，n表示补偿谐波次数。

所述步骤(4)中根据公式：

$i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}-i_{\mathrm{peak}}& i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}<-i_{\mathrm{peak}}\\ i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}& -i_{\mathrm{peak}}\&le;i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}\\ i_{\mathrm{peak}}& i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}>i_{\mathrm{peak}}\end{array}\&le;i_{\mathrm{peak}}\right.$

对第一指令电流进行截断限流，。

以比例限流环节的输出作为截断限流环节的输入，从而构成先比例限流后截断限流的双重限流，经过截断限流之后可以得到第二指令电流i″_ref，该第二指令电流用于产生驱动变流器的驱动脉冲通过截断限流将第一指令电流的幅值限定在[-i_peak,i_peak]之间，进一步防止补偿电流过大。

所述的保护方法还包括实时检测有源电力滤波器的直流侧电压(即直流母线电容两端的电压)，根据直流侧电压对有源电力滤波器进行硬件封锁限流，具体过程如下：

(S1)实时检测有源电力滤波器的直流侧电压；

(S2)将检测到的直流侧电压调理到设定的电压范围内得到相应的等效直流侧电压；

(S3)将调理得到的等效直流侧电压与第三阈值进行比较，并根据比较结果进行如下操作：

若大于或等于第三阈值，封锁有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲，直至等效直流侧电压下降至第四阈值时解除封锁，使变流器输出的相应的补偿电流；

否则，则不操作。

由于负载突变很容易出现直流侧过压的情况，为了调节直流侧电压，使其恢复到正常水平，控制器会在原有的根据负载谐波电流检测得出的指令电流中叠加一个基波有功分量，两个分量一叠加，有可能超过APF的最大补偿电流允许值，从而造成APF过流，但是该种过流情况可以通过本发明提供的指令限流加以有效限制。但是在负载波动时，由于指令电流的变化及跟踪通常会存在一定延时，所以依靠指令电流中叠加一个基波有功分量来来完成直流侧电压的控制，需要一定的延时，很有可能指令电流还来不及调节时就由于直流侧过压，已经造成APF损坏了。本发明中通过实时检测直流侧电压，当检测到直流侧过压时直接封锁APF中功率模块的驱动脉冲，防止过压造成开关器件的损坏，同时直流侧由于二极管的续流作用也会逐渐下降，从而完成直流侧电压的调节，能够有效消除延时，实时性强，对冲击性电流具有良好的抑制作用，且控制灵活，实现简单。

硬件封锁限流的原理如下：直流侧电压瞬时值的等效电压值超过最大设定值(第三阈值)时，将驱动脉冲强制拉低(即封锁有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲)，封锁变流器正在导通的开关器件(功率单元)，使电路进入续流状态，通过开关器件两端的二极管的续流作用使得直流侧电压逐渐降低，当直流侧电压瞬时值的等效电压值下降到最小设定值(第四阈值)时，驱动脉冲重新开放，功率单元恢复正常工作，进而起到直流侧过压情况下保护有源电力滤波器的作用。

由于APF正常运行情况下采集到的直流侧电压通常为较高的电压(大约700±50V左右)，无法进行直接的比较保护，为便于实现，本发明中将采集到的有源电力滤波器的直流侧电压调理到设定的电压范围内得到相应的等效直流侧电压；然后利用等效直流侧电压完成比较以确定是否需要进行硬件封锁限流。本发明中根据实际应用需求设定合适的等效调理变比K_T，通常情况下K_T的取值范围为0.004～0.006。利用设定的等效调理变比K_T根据以下公式将检测到的直流侧电压V_dc调理到设定的电压范围内得到等效直流侧电压V′_dc：

V′_dc＝K_T*V_dc。

实际上，若技术条件允许，也可以不进行调理，直接以采集到的直流侧电压进行后续的比较。

所述的第三阈值V₁根据公式：

V₁＝K_T*(V_dcp+ΔV_h)

计算，其中，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔV_h表示直流侧过压保护的过压裕量，K_T表示等效调理变比。

所述的第四阈值V₂根据公式：

V₂＝K_T*(V_dcp-ΔV_l)

计算，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔV_l表示直流侧过压保护解除的欠压裕量，K_T表示等效调理变比。

直流侧过压保护的过压裕量和直流侧过压保护解除的欠压裕量的选取会直接影响到保护的灵敏度，选取的原则一方面要考虑保护的可靠性，故取值不能太大，否则敏感度太低；另一方面也不能取的太小，否则有可能会发生误动作，影响APF工作效率。作为优选，直流侧过压保护的过压裕量ΔV_h可取50～100V，直流侧过压保护解除的欠压裕量ΔV_l可取100～150V。

与现有技术相比，本发明存在如下优点：

(1)综合了比例限流和截断限流各自的优势，采用先比例限流后截断限流的双重保护保证了PWM驱动脉冲的可靠性。

(2)综合考虑了APF补偿全频段谐波和只补偿低次或者单次谐波时的电流波形特性，根据实际应用情况灵活设定比例限流和截断限流的阈值，既能有效的限制指令电流的大小，进而起到对APF输出的补偿电流的限流作用，又能保证各类工况下APF的利用效率。

(3)在对指令电流依次进行比例限流和截断限流的同时，根据APF的直流侧电压进行基于硬件封锁的保护方法，有效消除了利用指令电流中叠加一个基波有功分量调节直流侧电压时存在一定延时的缺陷，能迅速地保护变流器的开关器件，以防止直流侧过压损开关器件，对冲击性负载突变具有良好的抑制作用，且控制灵活，实现简单。

(4)使用一种改进的滑窗迭代DFT算法克服了基于同步旋转坐标系的谐波电流检测算法坐标变换复杂、参数设计困难的缺陷，并通过取消周期平均滤波器对传统滑窗DFT算法进行改进，大大减小了对程序空间资源的占用，实现了任意次谐波的单次或者叠加提取，具有很高的精度。

附图说明

图1本实施例的有源电力滤波器的保护方法的流程图；

图2为本实施例的基准电压电路；

图3为本实施例的迟滞比较电路；

图4为本实施例的SAPF***结构示意图；

图5为本实施例的SAPF在额定条件下的全频段稳态补偿波形；

图6为本实施例的SAPF进行限流补偿的稳态补偿波形；

图7为本实施例的SAPF进行限流补偿的动态补偿波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实例对本发明作进一步的说明。

本实施例的有源电力滤波器的保护方法，如图1所示，包括如下步骤：

(1)提取负载电流中需要补偿的各次谐波分量，并将提取的各次谐波分量叠加得到指令电流；

本实施例中基于滑窗迭代DFT算法提取需要补偿的各次谐波分量，基于滑窗迭代DFT算法提取n次谐波分类的具体过程如下：

a初始化一个滑窗，滑窗的长度为一个基波周期内的采样点的总数，记为N(本实施例中N＝200)，假设滑窗采样的数据存储在一个大小为N的数组X[N]中，初始条件下滑窗中所有的元素的值为0，即X[0]～X[N-1]＝0；

b采集一个新的数据x(kτ)，k表示一个基波周期内的当前采样点对应的编号，τ为采样时间间隔(为1/N倍的基波周期)，更新滑窗一个基波周期前该采样点对应的采样数据，；

c.计算需要提取的n次谐波在当前采样点的相位，具体为：

一个周期是2π，一个周期采样N个点，故每个采样点之间的相位差为本发明中假设第一个采样点处的相位为0，则第k个采样点处的相位就是由于是n次谐波，所以第k个采样点处n次谐波的相位为

d.判断当前采样点的编号k是否满足条件k＝N-1，N为一个基波周期内的采样点的总数：

若满足，则令：

当前采样点处用于谐波分量瞬时值计算的n次谐波分量的实部A_n和虚部B_n分别为：A_n＝a_n，B_n＝b_n；

当前采样点处n次谐波分量瞬时值为：

x_n(k)＝a_ncos(2πnk/N)+b_nsin(2πnk/N)，

其中，

a_n＝a_n+x(kτ)*cos(2πnk/N)，

b_n＝b_n+x(kτ)*sin(2πnk/N)，

否则，令：

当前采样点处用于谐波分量瞬时值计算的n次谐波分量的实部A_n和虚部B_n分别为：A_n＝A'_n，B_n＝B'_n，其中A'_n和B'_n分别为上一基波周期n次谐波分量的实部A_n和虚部B_n，即计算当前采样点处的谐波分量所用的实部和虚部不进行更新，继续沿用上一周期的值；

当前采样点处n次谐波分量的瞬时值为：

x_n(k)＝A_ncos(2πnk/N)+B_nsin(2πnk/N)，

e.采样点数k加1后，返回继续执行步骤b，直至k＝N时结束。

每次循环结束，可以得到当前采样点处n次谐波分量(即n次谐波分量的瞬时值)，以及对应的A_n和B_n。

(2)根据有源电力滤波器额定补偿电流有效值和需要补偿的最高谐波次数依次设定第一阈值和第二阈值；

根据如下公式计算第一阈值i_max：

i_max＝K_i*i_p，

其中，i_p为额定补偿电流有效值；

K_i为第一比例系数：

$K_i=\left\{\begin{array}{cc}1.5& h\&le;11\\ 1.2& 13\&le;h\&le;23\\ 1& h>23\end{array}\right..$

其中，h为需要补偿的最高谐波次数。

根据如下公式计算第二阈值i_peak：

i_peak＝K_p*i_max，

其中，i_max为第一阈值；

K_p为第二比例系数：

$K_p=\left\{\begin{array}{cc}2.3& h\&le;11\\ 2.9& 13\&le;h\&le;23\\ 3.6& h>23\end{array}\right.;$

其中，h为需要补偿的最高谐波谐波次数。

(3)将第一阈值作为最大允许电流对指令电流进行比例限流，得到第一指令电流；

(3-1)根据：

$i_{\mathrm{rms}}=\frac{2}{N}\sqrt{\frac{\underset{n=3}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}(A_n^2+B_n^2)}{2}}$

计算指令电流的有效值i_rms，N为一个基波周期内的采样点数总数，h为需要补偿的最高谐波谐波次数，n表示需要补偿的谐波谐波次数(只补偿奇数次，即n取奇数)；

并用第一阈值除以指令电流的有效值和第一阈值中的较大者得到的商作为比例限流因子；

(3-2)根据公式：

i'_ref＝k*i_ref

计算第一指令电流i'_ref，i_ref为指令电流，k为比例限流因子。

(4)以第二阈值作为截断峰值电流对第一指令电流进行截断限流，得到第二指令电流；具体如下根据公式：

$i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;\&prime;}=\left\{\begin{array}{cc}-i_{\mathrm{peak}}& i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}<-i_{\mathrm{peak}}\\ i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}& -i_{\mathrm{peak}}\&le;i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}\\ i_{\mathrm{peak}}& i_{\mathrm{ref}}^{\&prime;}>i_{\mathrm{peak}}\end{array}\&le;i_{\mathrm{peak}}\right.$

对第一指令电流进行截断限流，即以比例限流环节的输出作为截断限流环节的输入，从而构成先比例限流后截断限流的双重限流，经过截断限流之后可以得到第二指令电流i″_ref，该i″_ref即是最终的参考指令电流，通过截断限流将第一指令电流的幅值限定在[-i_peak,i_peak]之间，进一步防止补偿电流过大。

(5)根据第二指令电流生成用于驱动有源电力滤波器的变流器的驱动脉冲，使变流器输出相应的补偿电流。

本实施例的保护方法还包括实时检测有源电力滤波器的直流侧电压(直流母线电容两端的电压)，根据直流侧电压对有源电力滤波器进行硬件封锁限流，具体过程如下：

(S1)实时采集有源电力滤波器的直流侧电压；

(S2)将检测到的直流侧电压调理到设定的电压范围内得到相应的等效直流侧电压，具体如下：

本实施例中将检测到的直流侧电压调理到5V以下，设定等效调理变比KT＝0.00517，根据以下公式将检测到的直流侧电压V_dc调理到设定的电压范围内得到等效直流侧电压V′_dc：

V′_dc＝K_T*V_dc。

(S3)将调理得到的直流侧等效电压与第三阈值进行比较，并根据比较结果进行如下操作：

若大于或等于第三阈值，封锁有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲，直至等效直流侧电压下降至第四阈值时解除封锁，进而完成对变流器输出的补偿电流的调节；

否则，则不操作。

本实施例中直流侧电压额定值为750V，直流侧过压保护的过压裕量ΔV_dc取100V，直流侧过压保护解除的欠压裕量Δ'V_dc取150V，故实际的直流侧过压保护值为850V，过压保护解除值为600V。

根据公式：

V₁＝K_T*(V_dcp+ΔV_h)

计算第三阈值V₁，其中，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔV_h表示直流侧过压保护的过压裕量，K_T表示等效调理变比，得到第三阈值V₁＝4.4V。

根据公式：

V₂＝K_T*(V_dcp-ΔV_l)

计算第四阈值V₂，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔVl表示直流侧过压保护解除的欠压裕量，K_T表示等效调理变比，得到第四阈值V₁＝3.1V。

硬件封锁限流基于以下***完成，该***包括电压调理电路、参考电压电路、迟滞比较电路、驱动保护电路，其中：

电压调理电路，用于将采集到的直流侧电压调理到设定的电压范围内输出等效直流侧电压；

参考电压电路，用于根据设定电压范围生成相应的参考电压；

迟滞比较电路，以参考电压和等效直流侧电压为输入，输出相应的电平信号且迟滞比较电路的对应的阈值分别为第三阈值和第四阈值，即分别为4.4V和3.1V；

驱动保护电路，接收迟滞比较电路的输出，当迟滞比较电路的输出电平为高电平时输出驱动保护信号，该驱动保护信号用于封锁APF中变流器的驱动脉冲。

参考电压电路如图2所示，包括稳压二极管U1，稳压二极管U1的第一引脚1通过限流电阻R1与电源DVCC相连，稳压二极管U1的第二引脚2接地GND，第一引脚1和第二引脚2之间连接有旁路电容C3，稳压二极管U1的第三引脚3通过第一分压电阻R2与第一引脚连接，通过第二分压电阻R3与第二引脚连接，为实现稳定输出基准电压，电源DVCC通过并联的第一滤波电容C1和第二滤波电容C2接地DGND。

该参考电压电路以稳压二极管U1的第一引脚作为输出端输出等效直流侧电压的参考电压V_ref，输出的参考电压V_ref的大小取决于R2、R3以及稳压二极管的基准电压，满足以下关系：

$V_{\mathrm{ref}}=(1+\frac{R_2}{R_3})*V_T,$

式中，V_T为所用稳压管的基准电压。

根据设定的电压范围可以通过调节相关参数得到不同的参考电压。

本实施例中参考电压电路中稳压二极管U1为TL431型，基准电压为2.5V，本实施例R2＝1.2kΩ，R3＝3kΩ，其余参数根据常规选择设定，分别为C1＝0.1uF，C2＝0.01uF，C3＝1nF，R1＝120Ω，相应的输出的参考电压为：

$V_{\mathrm{ref}}=(1+\frac{R_2}{R_3})*V_T=(1+\frac{1.2}{3})*2.5=3.5V.$

图3为迟滞比较电路，包括比较器U2，等效直流侧电压V_dc通过电阻R4连接到比较器U2的正向输入端5(V+)，基准电压V_ref通过电阻R5连接到比较器U2的反向输入端6(V-)。正向输入端5还通过电容C4接地DGND，起滤波作用，比较器U2的输出端7通过电阻R7连接到电源DVCC(5V)，起上拉作用，且正向输入端与输出端之间连接有反馈电阻R6，比较器的输出端连接到下一级驱动保护电路。

本实施例中设定的电压范围为5V以下，相应的第三阈值V₁和第四阈值V₂分别为4.4V和3.1V，需要合理设置迟滞比较电路中的参数，设定原理如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_1=\frac{(R_4+R_6)V_{\mathrm{ref}}-R_4{V}_{\mathrm{pL}}}{R_6}\\ V_2=\frac{(R_4+R_6)V_{\mathrm{ref}}-R_4{V}_{\mathrm{pH}}}{R_6}\end{array}\right..$

其中，V_pH和V_pL分别为滞环电路输出电压的高低电平。

本实施例中迟滞比较电路中V_pH＝0V，V_pL＝5V，相应的设定R4＝6.2kΩ，R6＝24kΩ。其余参数根据常规选择设定，分别如下：

C4＝1nF，R5＝5.1kΩ，R7＝39kΩ。

正常情况下，输入的等效直流侧电压在3.1V～4.4V之间，此时输出的电平信号V_p为0V。当输入的等效直流侧电压大于或等于4.4V(第四阈值V₂)时，输出的电平信号V_p为高电平，直至等效直流侧电压小于或等于3.1V(第三阈值V₁)时，输出的电平信号V_p重新为低电平。

为了进一步验证本发明的有益效果，在搭建的一台14kVA三相四线制SAPF样机上进行了相应的实验验证，样机***结构如图4所示。图中，u_Sa、u_Sb、u_Sc为电网三相相电压，i_Sa、i_Sb、i_Sc、i_SN分别为电网三相相电流和中线电流，L_ga、L_gb、L_gc为电网各相漏感，i_La、i_Lb、i_Lc、i_LN分别为负载三相相电流和中线电流，i_Ca、i_Cb、i_Cc、i_CN分别为补偿三相相电流和中线电流。非线性负载采用三相不控整流桥带阻感负载，L_c、L_s、R_d和C_f组成交流侧输出滤波器，滤除输出电流中的开关纹波及不需要的高频分量。三相四线制SAPF样机***的主要参数如表1所示。

表1

符号	参数说明	数值
			us	电网相电压	220V
fs	电网频率	50Hz
			Vdc	直流侧电压	750V
Cdc	直流侧总电容	11.75mF
			fsm	采样频率	10kHz
fsw	开关频率	10kHz

图5是该14kVA三相四线制SAPF样机在额定满载条件下的全频段稳态补偿波形，图中I_L、I_C、I_S分别为负载电流、补偿电流和网侧电流。额定补偿电流有效值i_p＝20A。可以看出，额定工作条件下，基于指令电流限流的复合限流方法不起作用，指令电流值即为检测出的负载谐波电流值，补偿后的电网侧电流波形呈正弦波，总谐波失真THD(Total Harmonic Distortion)＝3.6％，说明该样机具有良好的谐波补偿能力。

图6是在该样机上进行限流补偿的稳态实验结果，图中I_L、I_C、I_S分别为负载电流、补偿电流和网侧电流。设定负载谐波电流有效值为60A，且选择性谐波补偿频次为3、5、7、11次。则需要补偿的最高谐波次数h＝11，相应的指令电流限流中定义***所允许的最大补偿电流有效值(即第一阈值)i_max＝30A，峰值(即第二阈值)i_peak＝69A。由图可见，尽管负载电流中待补偿的谐波电流有效值是该样机额定补偿能力的3倍，远远超过了它的补偿范围，但***补偿电流的有效值始终限制在i_max，不会出现严重过流运行的情况。另外，利用wavestar对补偿电流进行频谱分析，可知其有效值为29.4A，很接近第一阈值i_max＝30A，误差在2％以内，具有很高的控制精度。同时也可以看出，相比于定义***最大补偿电流有效值始终取额定值的传统方法，在保证SAPF安全可靠运行的前提下多输出补偿了接近10A的谐波电流，补偿低次谐波的情况下装置利用效率提高了50％。

图7是在该样机上进行限流补偿的动态实验结果，图中I_L、I_C、I_S分别为负载电流、补偿电流和网侧电流。设定空载-40A谐波负载动态切换，SAPF的补偿频次仍旧为3、5、7、11次。可以看出，突加负载时，虽然待补偿的负载谐波电流远远超过了该SAPF的补偿能力，但是样机输出的实际补偿电流有效值被很好的限制在了30A以内，没有出现负载突变时刻补偿电流超出***最大允许值而使得SAPF过流运行的情况，说明负载动态切换时本限流策略也能具有很好的控制效果。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)提取负载电流中需要补偿的各次谐波分量，并将提取的各次谐波分量叠加得到指令电流；

(2)根据有源电力滤波器的额定补偿电流有效值和需要补偿的最高谐波次数依次设定第一阈值和第二阈值；

(3)将第一阈值作为最大允许电流对所述的指令电流进行比例限流，得到第一指令电流；

(4)将第二阈值作为截断峰值电流对所述的第一指令电流进行截断限流，得到第二指令电流；

(5)根据第二指令电流生成用于驱动有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲，使变流器输出相应的补偿电流。

2.如权利要求1所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述步骤(1)基于滑窗迭代DFT算法提取需要补偿的各次谐波分量。

3.如权利要求1所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述步骤(2)根据如下公式计算第一阈值i_max：

i_max＝K_i*i_p，

其中，i_p为额定补偿电流有效值；

K_i为第一比例系数：

$K_i=\left\{\begin{array}{cc}1.5& h\&le;11\\ 1.2& 13\&le;h\&le;23\\ 1& h>23\end{array}\right..$

其中，h为需要补偿的最高谐波次数。

4.如权利要求1所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述步骤(2)根据如下公式计算第二阈值i_peak：

i_peak＝K_p*i_max，

其中，i_max为第一阈值；

K_p为第二比例系数：

$K_p=\left\{\begin{array}{cc}2.3& h\&le;11\\ 2.9& 13\&le;h\&le;23\\ 3.6& h>23\end{array}\right.;$

其中，h为需要补偿的最高谐波次数。

5.如权利要求1所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述步骤(3)过程如下：

(3-1)计算指令电流的有效值，并用第一阈值除以指令电流的有效值和第一阈值中的较大者得到的商作为比例限流因子；

(3-2)根据公式：

i'_ref＝k*i_ref

计算第一指令电流i'_ref，i_ref为指令电流，k为比例限流因子。

6.如权利要求1所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述的保护方法还包括实时检测有源电力滤波器的直流侧电压，根据直流侧电压对有源电力滤波器进行硬件封锁限流，具体过程如下：

(S1)实时检测有源电力滤波器的直流侧电压；

(S2)将检测到的直流侧电压调理到设定的电压范围内得到相应的等效直流侧电压；

(S3)将调理得到的等效直流侧电压与第三阈值进行比较，并根据比较结果进行如下操作：

若大于或等于第三阈值，则封锁有源电力滤波器中变流器的驱动脉冲，直至等效直流侧电压下降至第四阈值时解除封锁，使变流器输出相应的补偿电流；

否则，则不操作。

7.如权利要求6所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述的第三阈值V₁根据公式：

V₁＝K_T*(V_dcp+ΔV_h)

计算，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔV_h表示直流侧过压保护的过压裕量，K_T表示等效调理变比。

8.如权利要求7所述的有源电力滤波器的保护方法，其特征在于，所述的第四阈值V₂根据公式：

V₂＝K_T*(V_dcp-ΔV_l)

计算，V_dcp表示直流侧电压额定值，ΔV_l表示直流侧过压保护解除的欠压裕量，K_T表示等效调理变比。