CN104052690A - 用于协作通信***中频率同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于协作通信***中频率同步方法，在本方法中的***，中继节点和目的节点都需要进行频率同步。在直接链路传输模式下，源节点至目的节点之间的频率同步问题属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作模式下的协作阶段一，中继节点和目的节点都只接收到来自源节点的信号，其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作阶段二，目的节点同时接收到来自两个协作节点的叠加信号，由于本***中两个协作节点都采用相同的结构的训练序列(用于频率估计部分)，因此可以将两路信号的叠加看成是前缀经过一个等效的多径信道的信号，因此其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题。

Description

用于协作通信***中频率同步方法

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地，涉及用于协作通信***中频率同步方法。

背景技术

近年来，随着无线移动通信用户数的增加和人们物质生活水平的提高，以提供话音为主的传统GSM和CDMA技术已逐渐难以满足用户需求。为满足人们对无线多媒体通信业务不断增长的需要，在频谱资源日趋紧张的背景下，多天线***由于能够显著提升***的传输性能和频谱效率，已受到广泛的关注。然而，移动终端的体积、功率限制大大制约了多天线***的实际应用。协作通信***作为一种多天线技术的扩展，已经成为近年来通信领域研究的热点，利用无线网络中节点相互协作传输数据或者加入专门的中继节点协作传输，可以在提高***频谱利用率的同时，有效地降低增加基站所带来的大量成本。

在协同通信***中，由于中继地理位置分布的不同以及多个晶振之间的互相不匹配，在多个中继链路之间存在多个不同的载波频率偏移，这是协同通信***有别于传统点对点通信***的最显著之处。在学术界，已经有很多对频偏问题的大量研究。根据频偏估计算法应用场景的不同，可以分为连续模式算法和突发模式算法；根据算法适用条件的不同，可以分为粗同步算法和细同步算法；根据算法所利用的数据类型不同，可以分为盲估计算法和训练序列估计算法。

在实际的协作通信***中，频率同步是实现可靠接收的前提。在协作通信***中，信源节点和中继节点都会向目的节点发送信号。由于不同节点的晶振特性不同或传播过程中引入的相位噪声等原因，将出现频率非同步。因此，在信道估计和数据解调之前需要建立频率同步。

申请号为“201010545376.2”，名为“在协同无线网络中用于同步的方法及装置”的专利申请，是针对协同无线网络给出了一个用于同步的方法及装置。该发明提出一种在协同无线网络中用于同步的方法，包括步骤：A、生成频域训练序列，该频域训练序列中的非零训练数据映射于第一子载波集合上，该第一子载波集合中的子载波以第一预定值个子载波为间隔均匀对应于载波上；其中，第一子载波集合与其他至少一个协同节点各自所对应的子载波集合之间有间隔偏移，以及其他至少一个协同节点各自所对应的子载波集合两两也有间隔偏移；B、根据频域训练序列，生成对应的时域导频；以及C、发送时域导频。此专利的目的是为了提高协同节点与接收机之间同步过程中的时偏估计和频偏估计的精度。

该申请提出了一种在协同无线网络的第一协同节点中用于与其他至少一个协同节点协同发送导频的方法及其装置，其训练序列设计复杂，计算复杂度高，通过其仿真结果图可以看到其载波频率偏移估计的均方差较大，也就是说其频率同步的准确度不太高。

“低复杂度协同中继***频偏估计方法201110072457.X”的专利申请是针对协同中继***提出一种低复杂度的频偏估计方法。其提出的估计方法，利用各中继节点训练序列的周期性，将接收序列矢量转换为对应矩阵，进而利用相关矩阵的列共轭对称属性分别构造相应的实数矩阵，并分别做实数矩阵的快速特征分解与实系数多项式方程的快速求根，从而实现快速多频偏估计。

具体方法为：

1)对接收序列y进行变换，将其转换为Q×P的矩阵Y，其中，矩阵Y的元素可以表示为：[Y]q，p＝[y]qP+p，0≤q＜Q，0≤p＜P，P与Q为正整数，且P×Q＝N，N为训练序列的长度，q代表矩阵Y的行索引，p代表矩阵Y的列索引；

2)利用归一化列共轭对称矩阵，构造实数方差矩阵；

3)对步骤2)得到的实数方差矩阵做特征分解，得到相应于信号子空间的归一化特征矢量；

4)根据步骤3)得到的归一化特征矢量，利用几何映射关系得到的归一化列共轭对称矩阵，构造实系数多项式；

5)对步骤4)得到的实系数多项式进行快速求根运算，找出所有成对根中虚部绝对值最小的K对根，其中K为协同中继***中中继节点的个数；

6)计算出相应于这K对根的等效频偏，并按照从小到大的顺序重新排列；

7)对步骤6)得到的K个等效频偏分别作对应的加法运算，得到待估计的K个频偏值。

该专利申请提出的方法需进行多次矩阵运算、特征分解等，计算复杂度高。

发明内容

本发明的目的是提出一种用于协作通信***中频率同步方法，解决协同通信中频率非同步问题，算法复杂度低，易实现。

为了实现上述目的，本发明的技术方案为：

一种用于协作通信***中频率同步方法，该通信***属于多中继协作无线传输***，由源节点、中继节点和目标节点组成；每个节点配置单个天线，均采用带循环前缀的正交频分复用CP-OFDM的多载波调制/解调方式；帧结构包含前缀、训练序列和数据序列三个部分；

频率同步包括中继节点频率同步以及目的节点频率同步；

所述中继节点频率同步的过程为：存在频率误差时，在实现符号同步后，训练序列的长度为N的OFDM窗去掉CP后内的接收信号为

对训练序列进行频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消：

其中训练序列的频率误差估计是利用去掉CP后的训练序列的重复结构，重复结构包括s₁、s₂，s₁＝s₂；

OFDM窗的观察值为利用基于自相关二阶统计特性的估计方法进行频率误差估计；得到源节点至中继节点链路的载波频率误差Δf_sr的估计值表示为

训练序列的频率误差抵消是在利用训练序列得出频率误差估计值之后，中继节点需要对接收到的时域信号进行频率补偿，补偿后的时域信号如式其中T表示抽样周期，n表示抽样时刻，n＝1,...,N；补偿后的时域信号是用于后续基于训练序列的信道估计和对数据序列的处理；

在实现Alamouti编码后，中继节点将时域信号调制到与源节点相同的载波 发送频率再发送出去，以实现频率再补偿；即中继节点的时域信号还需乘以所估计到的源节点至中继节点链路的载波频率误差Δf_sr；

所述目的节点频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消。

在一种优选的方案中，所述中继节点频率同步的具体过程为：

存在频率误差时，在实现符号同步后，训练序列的长度为N的OFDM窗去掉CP后内的接收信号为

$r_n^{\mathrm{sr}}=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+z_n^{\mathrm{sr}},n=1,...,N$

其中表示源节至中继节点的第l径信道参数，l＝0,...,L_sr-1；s_n表示时域的发送信号，这里对应的是训练序列部分，且s_-l＝s_N-l；Δf_sr＝f_s-f_r表示源节点至中继节点链路的载波频率误差，f_s和f_r则分别表示源节点和中继节点的载波频率，T表示抽样周期；

对训练序列进行频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消：

其中训练序列的频率误差估计是利用去掉CP后的训练序列的重复结构，重复结构包括s₁、s₂，s₁＝s₂；

OFDM窗的观察值为利用基于自相关二阶统计特性的估计方法进行频率误差估计；

$\begin{array}{c}{r}_1^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=r^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}s(n-l)+z_n^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_1(n-l)+z_n^{\mathrm{sr}},n=1,...,\frac{N_S}{2}\end{array}$

$\begin{array}{c}{r}_2^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=r^{\mathrm{sr}}(\frac{N_S}{2}+n)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}(\frac{N_S}{2}+n)T}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}s((\frac{N_S}{2}+n)-l)+z_{(\frac{N_S}{2}+n)}^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\frac{N_S}{2}T}\left(e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_2(n-l)\right)+z_{(\frac{N_S}{2}+n)}^{\mathrm{sr}},n=1,...,\frac{N_S}{2}\end{array}$

由于s₁＝s₂，因此可得

根据大数定理，近似为高斯白噪声，得到频率误差Δf_sr的估计值表示为；

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}=\frac{1}{\mathrm{\π}{N}_{S}T}\arg \left\{{\left(r_1^{\mathrm{sr}}\right)}^H\left(r_2^{\mathrm{sr}}\right)\right\}.$

N_ST表示OFDM窗的大小，在T一定情况下，N_S越长，OFDM窗就越大，估计的精度就高；

训练序列的频率误差抵消是在利用训练序列得出频率误差估计值之后，中继节点需要对接收到的时域信号进行频率补偿，补偿后的时域信号如式其中T表示抽样周期，n表示抽样时刻，n＝1,...,N；补偿后的时域信号是用于后续基于训练序列的信道估计和对数据序列的处理；

$\begin{array}{c}{y}_n^{\mathrm{sr}}=e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}{r}_n^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}})\mathrm{nT}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}{z}_n^{\mathrm{sr}}}\\ =e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}})\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+{\hat{z}}_n^{\mathrm{sr}}\end{array}$

在实现Alamouti编码后，中继节点将时域信号调制到与源节点相同的载波 发送频率再发送出去，以实现频率再补偿；即中继节点的时域信号还需乘以所估计到的中继节点与源节点之间的频率误差Δf_sr，即为第n个抽样时刻的符号。

在一种优选的方案中，所述目的节点频率同步的具体过程为：

在单或双中继协作传输模式下，设源节点和中继节点到目的节点之间的频域信道分别为H^sd和H^rd，目的节点接收到来自源节点和中继节点的时域信号表示为

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{\hat{s}}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}\left(e^{+j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}(n-l)T_s}{s}_{n-l}^r\right)+z_n^d\\ \≈e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}})n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\end{array}$

其中Δf_sd＝f_s-f_d和Δf_rd＝f_r-f_d分别表示源节点和中继节点至目的节点链路的载波频率误差，f_d为目的节点的载波频率，由于的估计值，不为零，因此可得

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+(f_s-f_r)+(f_r-f_d)\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+f_s-f_d\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}\end{array}$

进一步求得

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}[(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}]n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}(\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r)+z_n^d\end{array}$

虽然 $\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\≠0,$ 但是由于， $\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}>>\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}$ (Δf_sd远大于 $\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}$ )，因此忽略不计，进而可得

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}[(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}]n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}(\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r)+z_n^d\end{array}$

对于用于频率估计的训练序列部分的信号，满足因此

则其频率误差估计Δf_sd的估计值表示为其中和分别为对应训练序列部分重复子结构的时域接收信号；根据频率误差估计Δf_sd的估计值对接收到的时域信号进行频率误差抵消。

在一种优选的方案中，所述通信***的前缀部分采用[P1,P2]＝[A,reverse(A)]结构。这个结构的估计比传统的基于自相关二阶统计特性的具有明显的峰值点以及非常陡的斜率，其估计精度要高。

在一种优选的方案中，所述源节点采用长度为N_S的确定序列作为训练序列，由相同的2个部分组成；CP部分取自s最后L_CP长度部分为了保证在多径干扰信道环境下训练序列不受前缀部分的干扰，CP部分的长度L_CP大于多径信道的长度L_h，即满足L_CP>L_h。

本发明的有益效果为：在中继节点处进行频率估计、频率抵消，频率再补偿，这样可以简化***的频率同步问题。因为，协作通信***可以看成是一个虚拟的多输入单输出***，目的节点会收到来自于源节点、中继节点的信号，而由于经过了无线信道，频率发生了偏移，要在目的节点对多个频率进行同步，算法会很复杂而且随着中继节点的增多更复杂。通过本发明的方法，可以避开目的节点的多个频率同步的问题，而且当中继节点增多时，也不会使***的频率同步问题变得更复杂。

在本***中，中继节点和目的节点都需要进行频率同步。在直接链路传输模式下，源节点至目的节点之间的频率同步问题属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作模式下的协作阶段一，中继节点和目的节点都只接收到来自源节点的信号，其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作阶段二，目的节点同时接收到来自两个协作节点(源节点和中继节点，或者两个中继节点)的叠加信号，由于本***中两个协作节点都采用相同的结构的训练序列(用于频率估计部分)，因此可以将两路信号的叠加看成是前缀经过一个等效的多径信道的信号，因此其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题。

附图说明

图1为多中继协作通信***的示意图。

图2为***帧结构的示意图。

图3为***帧结构中前缀结构的示意图。

图4为***帧结构中用于频率估计的训练序列的结构的示意图。

图5为点到点数字通信***的等效基带通信***示意图。

图6为直接链路传输的等效基带通信***示意图。

图7为源节点发送端基带数字处理框图。

图8为直接传输模式下的目的节点接收端基带数字处理框图。

图9为直接链路与单中继协作传输***示意图。

图10为源节点发送端基带数字处理框图。

图11为AF中继节点的基带数字处理框图。

图12为DF中继节点的基带数字处理框图。

图13为直达链路和单中继协作传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶段一)。

图14为直达链路和单中继协作传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶段二)。

图15为本发明中继节点频率同步(估计及抵消)的过程示意图。

图16为本发明训练序列的示意图。

图17本发明中继节点频率再补偿的过程示意图。

图18为本发明目的节点频率同步(估计及抵消)的过程示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述，但本发明的实施方式并不限于此。

一、协作通信***模型

如图1所示，本***属于多中继协作无线传输***，由一个源节点、多个中继节点和一个目标节点组成。每个节点配置单个天线，均采用带循环前缀的正交频分复用(CP-OFDM)的多载波调制/解调方式。

在该***中，源节点与目的节点进行通信，其通信链路为源节点至目的节点链路，通常也称为直达链路(Direct Link，缩写为DL)。在源节点和目的节点周围存在多个中继节点，用于协作传输。在直达链路的信道状态较好时，源节点与目的节点可以通过直达链路实现通信，无需中继节点协作；在直达链路的信道状态较差时，中继节点可参与协作，向至目的节点转发来自源节点的信息，实现空间分集增益，提高通信质量。该***采用放大转发(Amplify andForward,AF)和解码转发(Decode and Forward,DF)两种常用的中继协作方式。

二、***帧结构

帧结构包含前缀、训练序列和数据序列三个部分：前缀部分用于帧检测和符号同步；训练序列由两部分组成，分别用于频率同步和信道估计；数据序列，用于传输有用信息，中间可穿插导频信号，用于跟踪信道变化。

1、前缀的结构

在用于进行时间同步的前缀部分，本***采用[P1,P2]＝[A,reverse(A)]结构，这个结构的估计比传统的基于自相关二阶统计特性的具有明显的峰值点以及非常陡的斜率，因而估计精度要高。

2、用于频率估计的训练序列的结构

在用于频率同步的训练序列部分，本***采用如下的结构：

源节点采用长度为NS的确定序列作为训练序列，由相同的2个部分组成。CP部分取自s最后L_CP长度部分为了保证在多径干扰信道环境下训练序列不受前缀部分的干扰，CP部分的长度L_CP应该大于多径信道的长度L_h，即满足L_CP>L_h。

(1)三种传输模式的通信过程

在点到点的数字通信***中，如蜂窝***中基站与某个手持终端之间的通信，其通信过程可划分为数字端和模拟端。数字端完成基带的数字信号处理任务，包括比特信息的信道编码/译码、符号调制/解调以及其他处理过程；模拟端则完成数字信号至模拟信号的转换以及模拟信号的全部处理过程，包括模拟信号在无线信道中的传输过程。

如下图5所示的点到点数字通信***中，将发送端的数字端处理过程和接收端的数字端处理过程分别抽象为发送端基带数字处理框图和接收端基带数字处理框图；将完成数字信号至模拟信号转换的发送成型滤波器、实现信号由低频向高频转换的载波调制、经过物理信道、实现信号由高频向低频转换的载波解调、实现模拟信号至数字信号转换的匹配滤波器和抽样器等一系列过程抽象为等效基带离散多径信道；进而得到点到点数字通信***的等效基带通信***。(11)直接链路传输模式

在直接链路传输模式下，其通信过程为传统的点到点(Point-to-Point)通信过程。因此可以得出与图5一致的直接链路传输***的等效基带通信***，如下图6所示。

源节点的发送端基带数字处理框图，如图7所示，主要包括前缀、训练序列和数据序列的产生。数据序列由信息序列和导频信号组成；信息序列的产生过程包括信息比特的产生、循环冗余校验编码(Cyclic Redundancy Check，CRC)、信道编码、符号调制；导频信号穿插在信息序列中间，经过OFDM调制变成时域的数据序列。最后，前缀、训练序列和数据序列相继送至发送成型滤波器。循环冗余校验编码目的在于检验比特数据的完整性以及作为是否需要中继节点协作的判断标准之一。

在目的节点接收端，如图8所示，来自匹配滤波器经过抽样后的数字信号序列首先经过时间同步模块，完成帧检测和符号同步；在实现符号同步后，可计算出训练序列和数据序列的起始抽样位置，进而提取训练序列以完成频率同步和信道估计以及数据序列的处理。

数据序列的处理包括信息序列和导频信号的处理；对于信息序列，在经过OFDM解调后，首先需要进行频域信道的均衡，其中信道参数由基于训练序列的信道估计模块和基于导频信号的跟踪模块提供，然后进行符号解调，将调制符号变为二进制的比特信号，最后进入信道译码模块完成译码，如有信道编码。在静止信道下，信道参数保持不变，由基于训练序列的信道估计模块提供足以完成信道均衡；若存在频率估计剩余误差，则还需进行相位的跟踪；而在移动(时变)信道下，信道参数随时间变化，信道参数的跟踪估计由基于导频信号的跟踪模块提供。

(12)直达链路和单中继协作传输模式

与直接传输模式的点对点通信不同，在直达链路和单中继协作传输模式下，如图9所示，除了直达链路外，还有一条“源节点-中继节点-目的节点”的中继链路参与协作。协作通信的过程可划分为协作阶段一和协作阶段二两个过程。在协作阶段一，源节点向目的节点和中继节点同时发送信号，属于点对多点的广播通信；在协作阶段二，源节点和中继节点同时向目的节点发送信号，属于多点对点的通信。

在协作阶段一，点对多点的广播通信可分为多个独立的点对点的通信过程。对于源节点，其与目的节点和中继节点可分别组成独立的点对点的数字通信***，因此，源节点的发送端基带数字处理框图与直达链路模式下的发送端基带数字处理框图一致，如图10所示：

在直达链路和单中继协作传输模式下，单中继节点的主要目的是对来自源节点的数字信号进行Alamouti编码，以完成协作传输，为目的节点的信号接收带来空间分集增益，提高目的节点的信号接收能力。中继节点可采用放大转发(AF)和解码转发(DF)两种不同的中继协议。在不同的中继协议下，中继节点的信号处理过程不同，因此两种协议方式下的Alamouti编码的实现方式也有所不同。

在放大转发(AF)协议下，中继节点的基带数字处理过程包括接收和发送两个环节，如图11所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的判决量。在被选中参与协作之后，中继节点对时域的数据序列先进行OFDM解调(包括去除CP和FFT变化)，得出频域的数据序列，然后根据OFDM***的Alamouti编码方式完成Alamouti编码(包括信息序列和导频信号)，进行OFDM再调制(包括IFFT变化和添加新的CP)，并与训练序列和前缀一起经过频率再补偿模块实现与源节点发送载波频率对齐，最后送至发送成型滤波器。

在解码转发(DF)协作方式下，中继节点的基带数字处理过程也包括接收和发送两个环节，如图12所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的判决量。与放大转发(AF)协作方式不同，DF中继节点还需要对数据序列中的信息序列进行频率的信道均衡，符号解调和信道译码，并译码输出的比特序列进行循环冗余校验，以检验比特数据的完整性，并将检验正确与否告知中继选择模块。对于时变信道，还需提前数据序列中的导频信号进行源节点至中继节点信道参数的跟踪估计。在被选择参与协作之后，中继节点对信道译码输出的比特序列重新进行信道编码以及后续的符号调制，得出频域的信息序列，并与导频信号一起送入Alamouti编码模块；然后进行OFDM调制得出时域的数据序列，并与训练序列和前缀一起送至频率再补偿模块，实现与源节点发送载波频率对齐，最后送至发送成型滤波器。

在协作阶段一，如下图13，目的节点接收端只接收到来自源节点的信号，其基带数字处理过程与直达链路传输模式下的一致，见图8，信道估计模块和循环冗余校验模块的输出用于进行中继选择。

在协作阶段二的目的节点，目的节点同时接收到来自源节点和中继节点的叠加信号，其基带数字处理过程的目的在于进行Alamouti译码以及信道译码，其处理过程在放大转发(AF)和解码转发(DF)协议下都一样。如图14所示，目的节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出源节点至目的节点以及中继节点至目的节点的信道参数估计值，用于后续数据序列中信息序列的Alamouti译码。对于时变信道，还需提取数据序列中的导频信号进行Alamouti译码所需参数的跟踪估计。

在本***中，中继节点和目的节点都需要进行频率同步。在直接链路传输模式下，源节点至目的节点之间的频率同步问题属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作模式下的协作阶段一，中继节点和目的节点都只接收到来自源节点的信号，其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题；在协作阶段二，目的节点同时接收到来自两个协作节点(源节点和中继节点，或者两个中继节点)的叠加信号，由于本***中两个协作节点都采用相同的结构的训练序列(用于频率估计部分)，因此可以将两路信号的叠加看成是前缀经过一个等效的多径信道的信号，因此其频率同步问题也属于点对点数字通信***的频率同步问题。下面描述协作阶段一的中继节点和协作阶段二的目的节点的信号***模型及频率同步算法。

以上所述的本发明的实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神原则之内所作出的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (5)

1.一种用于协作通信***中频率同步方法，该通信***属于多中继协作无线传输***，由源节点、中继节点和目标节点组成；每个节点配置单个天线，均采用带循环前缀的正交频分复用CP-OFDM的多载波调制/解调方式；帧结构包含前缀、训练序列和数据序列三个部分；

其特征在于，频率同步包括中继节点频率同步以及目的节点频率同步；

所述中继节点频率同步的过程为：存在频率误差时，在实现符号同步后，训练序列的长度为N的OFDM窗去掉CP后内的接收信号为

对训练序列进行频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消：

其中训练序列的频率误差估计是利用去掉CP后的训练序列的重复结构，重复结构包括s₁、s₂，s₁＝s₂；

OFDM窗的观察值为利用基于自相关二阶统计特性的估计方法进行频率误差估计；得到源节点至中继节点链路的载波频率误差Δf_sr的估计值表示为

训练序列的频率误差抵消是在利用训练序列得出频率误差估计值之后，中继节点需要对接收到的时域信号进行频率补偿，补偿后的时域信号如式其中T表示抽样周期，n表示抽样时刻，n＝1,...,N；补偿后的时域信号是用于后续基于训练序列的信道估计和对数据序列的处理；

在实现Alamouti编码后，中继节点将时域信号调制到与源节点相同的载波 发送频率再发送出去，以实现频率再补偿；即中继节点的时域信号还需乘以所估计到的源节点至中继节点链路的载波频率误差Δf_sr；

所述目的节点频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消。

2.根据权利要求1所述的用于协作通信***中频率同步方法，其特征在于，所述中继节点频率同步的具体过程为：

存在频率误差时，在实现符号同步后，训练序列的长度为N的OFDM窗去掉CP后内的接收信号为

$r_n^{\mathrm{sr}}=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+z_n^{\mathrm{sr}},n=1,...,N$

其中表示源节至中继节点的第l径信道参数，l＝0,...,L_sr-1；s_n表示时域的发送信号，这里对应的是训练序列部分，且s_-l＝s_N-l；Δf_sr＝f_s-f_r表示源节点至中继节点链路的载波频率误差，f_s和f_r则分别表示源节点和中继节点的载波频率，T表示抽样周期；

对训练序列进行频率同步包括频率误差估计和频率误差抵消：

其中训练序列的频率误差估计是利用去掉CP后的训练序列的重复结构，重复结构包括s₁、s₂，s₁＝s₂；

OFDM窗的观察值为利用基于自相关二阶统计特性的估计方法进行频率误差估计；

$\begin{array}{c}{r}_1^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=r^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}s(n-l)+z_n^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_1(n-l)+z_n^{\mathrm{sr}},n=1,...,\frac{N_S}{2}\end{array}$

$\begin{array}{c}{r}_2^{\mathrm{sr}}\left(n\right)=r^{\mathrm{sr}}(\frac{N_S}{2}+n)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}(\frac{N_S}{2}+n)T}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}s((\frac{N_S}{2}+n)-l)+z_{(\frac{N_S}{2}+n)}^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\frac{N_S}{2}T}\left(e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}\underset{0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_2(n-l)\right)+z_{(\frac{N_S}{2}+n)}^{\mathrm{sr}},n=1,...,\frac{N_S}{2}\end{array}$

由于s₁＝s₂，因此可得

根据大数定理，近似为高斯白噪声，得到频率误差Δf_sr的估计值表示为；

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}=\frac{1}{\mathrm{\π}{N}_{S}T}\arg \left\{{\left(r_1^{\mathrm{sr}}\right)}^H\left(r_2^{\mathrm{sr}}\right)\right\}.$

N_ST表示OFDM窗的大小，在T一定情况下，N_S越长，OFDM窗就越大，估计的精度就高；

训练序列的频率误差抵消是在利用训练序列得出频率误差估计值之后，中继节点需要对接收到的时域信号进行频率补偿，补偿后的时域信号如式其中T表示抽样周期，n表示抽样时刻，n＝1,...,N；补偿后的时域信号是用于后续基于训练序列的信道估计和对数据序列的处理；

$\begin{array}{c}{y}_n^{\mathrm{sr}}=e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}{r}_n^{\mathrm{sr}}\\ =e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}})\mathrm{nT}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}\mathrm{nT}}{z}_n^{\mathrm{sr}}}\\ =e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}})\mathrm{nT}}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sr}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sr}}{s}_{n-l}+{\hat{z}}_n^{\mathrm{sr}}\end{array}$

在实现Alamouti编码后，中继节点将时域信号调制到与源节点相同的载波 发送频率再发送出去，以实现频率再补偿；即中继节点的时域信号还需乘以所估计到的中继节点与源节点之间的频率误差Δf_sr，即为第n个抽样时刻的符号。

3.根据权利要求2所述的用于协作通信***中频率同步方法，其特征在于，所述目的节点频率同步的具体过程为：

在单或双中继协作传输模式下，设源节点和中继节点到目的节点之间的频域信道分别为H^sd和H^rd，目的节点接收到来自源节点和中继节点的时域信号表示为

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{\hat{s}}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}\left(e^{+j2\mathrm{\π\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}(n-l)T_s}{s}_{n-l}^r\right)+z_n^d\\ \≈e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}})n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\end{array}$

其中Δf_sd＝f_s-f_d和Δf_rd＝f_r-f_d分别表示源节点和中继节点至目的节点链路的载波频率误差，f_d为目的节点的载波频率，由于的估计值，不为零，因此可得

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{rd}}\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+(f_s-f_r)+(f_r-f_d)\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+f_s-f_d\\ =(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}\end{array}$

进一步求得

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}[(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}]n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}(\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r)+z_n^d\end{array}$

虽然 $\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}\≠0,$ 但是由于 $\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}>>\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}},$ 因此 $\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}}$ 忽略不计，进而可得

$\begin{array}{c}{r}_n^d=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+e^{j2\mathrm{\π}[(\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{sr}}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sr}})+\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}]n{T}_s}\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r+z_n^d\\ =e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{sd}}n{T}_s}(\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{sd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{sd}}{s}_{n-l}+\underset{l=0}{\overset{L_{\mathrm{rd}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\mathrm{rd}}{s}_{n-l}^r)+z_n^d\end{array}$

对于用于频率估计的训练序列部分的信号，满足因此

则其频率误差估计Δf_sd的估计值表示为其中和分别为对应训练序列部分重复子结构的时域接收信号；根据频率误差估计Δf_sd的估计值对接收到的时域信号进行频率误差抵消。

4.根据权利要求1所述的用于协作通信***中频率同步方法，其特征在于，所述通信***的前缀部分采用[P1,P2]＝[A,reverse(A)]结构。

5.根据权利要求1所述的用于协作通信***中频率同步方法，其特征在于，所述源节点采用长度为N_S的确定序列作为训练序列，由相同的2个部分组成；CP部分取自s最后L_CP长度部分为了保证在多径干扰信道环境下训练序列不受前缀部分的干扰，CP部分的长度L_CP大于多径信道的长度L_h，即满足L_CP>L_h。