CN104052324A - 双频率感应加热电源及其逆变电路的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双频率感应加热电源，包括二极管箝位全桥多电平逆变电路，二极管箝位全桥多电平逆变电路分别与直流电源和单感应线圈负载电路连接。本发明双频率感应加热电源，利用二极管箝位全桥逆变电路实现非叠加式多电平信号输出，增加逆变器输出电压基波调制范围，扩大输出电压三次谐波可调节范围，实现双频功率信号的产生；采用单感应线圈负载电路同步输出双频功率信号实现对双频信号的准确选择，解决了现有技术中存在的逆变器输出电压基波调制范围及谐波可调节范围小、谐振电路结构复杂、谐振电路选频性能降低的问题，结构简单，提高了感应加热电源双频率功率信号的可调节特性及能量利用率。

Description

双频率感应加热电源及其逆变电路的控制方法

技术领域

本发明属于感应加热电源技术领域，具体涉及一种基于多电平技术的双频率感应加热电源，本发明还涉及二极管箝位全桥多电平逆变电路的控制方法。

背景技术

感应加热是利用电磁感应原理，使处于感应线圈交变磁场中的金属材料内部迅速感应出很大的电涡流，从而使材料加热升温，将电能转换成热能，完成对被加工工件进行加热的任务。根据感应加热透入深度与频率的关系，在加热过程中被加热工件的加热厚度受感应线圈电流频率的控制。因此，在处理表面不规则几何形状的加热工件时，仅用单一频率的感应电流对不同部分的处理效果将不一致，严重影响工件的处理质量。对此类复杂几何表面工件的热处理问题研究表明，双频率输出的感应加热方式是目前国内外采取的解决问题的途径。

感应加热装置是利用电磁感应原理把电能转化为热能的设备，通常感应加热技术是通过正负交替的方波为负载回路提供能量，采用半桥或全桥逆变电路产生正负交替的方波。当感应加热电源应用于双频率输出领域时，逆变电路输出的方波电压中传递能量的是占主要成分的基波和较低次谐波，应根据不同的加热工艺需要实现对逆变电路输出电压的谐波调节，但正负交替的方波无法调节其基波和谐波含量。基于多电平逆变器输出电压谐波可调节功能，级联型多电平逆变器电路被引入双频感应加热电源，但级联型多电平逆变器需要多个直流输入电源，而且逆变器输出电压的基波含量高，即谐波能量较低，谐波的调节范围有限。

感应加热电源采用电感、电容串联谐振或并联谐振的负载电路向被加热工件传递能量，为实现双频率能量的传递，目前采取的负载电路结构有双感应线圈的两谐振支路并联结构，单感应线圈的多元件复合谐振电路。双感应线圈存在两个线圈如何设计、相对位置如何安置、线圈中存在磁耦合等不可避免的重要问题。目前的单感应线圈结构存在电路拓扑复杂、电路选频特性受限等问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种双频率感应加热电源，解决了现有技术中存在的逆变器输出电压基波调制范围及谐波可调节范围小、谐振电路结构复杂、谐振电路选频性能降低的问题。

本发明的另一个目的是提供用于双频率感应加热电源的二极管箝位全桥多电平逆变电路的控制方法。

本发明所采用的技术方案是：双频率感应加热电源，包括二极管箝位全桥多电平逆变电路，二极管箝位全桥多电平逆变电路分别与直流电源和单感应线圈负载电路连接；

二极管箝位全桥多电平逆变电路由三个串联支路并联而成，串联支路一由分压电容C₁和分压电容C₂串联组成，串联支路二由功率开关管MOSFETG_a1、功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4串联组成，串联支路三由功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_b4串联组成；分压电容C₁、功率开关管MOSFET G_a1的漏极、功率开关管MOSFETG_b4的漏极分别与直流电源的正极连接，分压电容C₂、功率开关管MOSFETG_a4的源极、功率开关管MOSFET G_b1的源极分别与直流电源的负极连接；功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFET G_a3还并联有箝位支路一，箝位支路一由二极管VD₁和二极管VD₂串联组成，功率开关管MOSFET G_b3和功率开关管MOSFET G_b2之间还并联有箝位支路二，箝位支路二由二极管VD₃和二极管VD₄串联组成；分压电容C₁和分压电容C₂之间的节点、二极管VD₁和二极管VD₂之间的节点、二极管VD₃和二极管VD₄之间的节点均接地。

本发明的特点还在于，

单感应线圈负载电路由感应线圈L和辅助谐振电路连接组成，辅助谐振电路由谐振电感L₁和谐振电容C₃串联后再与谐振电容C₄并联而成。

辅助谐振电路连接至功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFETG_a3之间的节点，感应线圈L连接至功率开关管MOSFET G_b2和功率开关管MOSFET G_b3之间的节点。

本发明所采取的另一技术方案是：用于双频率感应加热电源的二极管箝位全桥多电平逆变电路的控制方法，具体包括以下步骤：

步骤1：-θ₁～θ₁区间，功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3与二极管VD₂、二极管VD₃导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出零电压；

步骤2：θ₁～θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电流通过功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFET G_a1的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压E，此时输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤3：θ₁+α～θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b1导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压E，输出电流换相；

步骤4：θ₂～π-θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2与二极管VD₄导通，分压电容C₁放电，分压电容C₂充电，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压E/2；分压电容C₁的电压降低，其变化量为ΔU_C1，分压电容C₂的电压增加，其变化量为ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤5：π-θ₂～π-θ₁区间，重复步骤3二极管箝位全桥多电平逆变电路的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压E；

步骤6：π-θ₁～π+θ₁区间，功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFETG_b2和二极管VD₄、二极管VD₁导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出零电压；

步骤7：π+θ₁～π+θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电流通过功率开关管MOSFET G_a4、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_b4的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压-E，输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤8：π+θ₁+α～π+θ₂区间，功率开关管MOSFET G_b4、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_a4导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压-E，输出电流换相；

步骤9：π+θ₂～2π-θ₂区间，二极管VD₃与功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4导通，分压电容C₁充电，分压电容C₂放电，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压-E/2；分压电容C₁的电压增加ΔU_C1，分压电容C₂的电压降低ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤10：2π-θ₂～2π-θ₁区间，重复步骤8二极管箝位全桥多电平逆变电路的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压-E；

其中，θ₁为开关角度一、θ₁∈[0,π/2]，θ₂为开关角度二、θ₂∈[0,π/2]，θ₂>θ₁，α为输出电流滞后于输出电压的角度。

本发明的有益效果是：本发明双频率感应加热电源，利用二极管箝位全桥逆变电路实现非叠加式多电平信号输出，增加逆变器输出电压基波调制范围，扩大输出电压三次谐波可调节范围，实现双频功率信号的产生；采用单感应线圈负载电路同步输出双频功率信号实现对双频信号的准确选择，解决了现有技术中存在的逆变器输出电压基波调制范围及谐波可调节范围小、谐振电路结构复杂、谐振电路选频性能降低的问题，结构简单，提高了感应加热电源双频率功率信号的可调节特性及能量利用率。

附图说明

图1是本发明基于多电平技术的双频率感应加热电源电路的拓扑结构图；

图2是本发明二极管箝位全桥多电平逆变电路的开关触发信号；

图3是本发明实施例二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压波形；

图4是本发明实施例二极管箝位全桥多电平逆变电路输出电压的傅立叶波形；

图5是本发明实施例负载谐振电路感应线圈输出电流波形；

图6是本发明实施例分压电容C₁和分压电容C₂的电压波形。

图中，1.直流电源，2.二极管箝位全桥多电平逆变电路，3.单感应线圈负载电路，4.分压电容C₂的电压波形，5.分压电容C₁的电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明双频率感应加热电源，如图1所示，包括二极管箝位全桥多电平逆变电路2，二极管箝位全桥多电平逆变电路2分别与直流电源1和单感应线圈负载电路3连接；

二极管箝位全桥多电平逆变电路2由三个串联支路并联而成，串联支路一由分压电容C₁和分压电容C₂串联组成，串联支路二由功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4串联组成，串联支路三由功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_b4串联组成；分压电容C₁、功率开关管MOSFET G_a1的漏极、功率开关管MOSFET G_b4的漏极分别与直流电源1的正极连接，分压电容C₂、功率开关管MOSFET G_a4的源极、功率开关管MOSFET G_b1的源极分别与直流电源1的负极连接；功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFET G_a3还并联有箝位支路一，箝位支路一由二极管VD₁和二极管VD₂串联组成，功率开关管MOSFET G_b3和功率开关管MOSFET G_b2之间还并联有箝位支路二，箝位支路二由二极管VD₃和二极管VD₄串联组成；分压电容C₁和分压电容C₂之间的节点、二极管VD₁和二极管VD₂之间的节点、二极管VD₃和二极管VD₄之间的节点均接地；

单感应线圈负载电路3由感应线圈L和辅助谐振电路连接组成，辅助谐振电路由谐振电感L₁和谐振电容C₃串联后再与谐振电容C₄并联而成；辅助谐振电路连接至功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFET G_a3之间的节点，感应线圈L连接至功率开关管MOSFET G_b2和功率开关管MOSFET G_b3之间的节点。

用于双频率感应加热电源的二极管箝位全桥多电平逆变电路的控制方法，如图2所示，G_a1～G_b4分别对应各个功率开关管MOSFET的触发信号，具体包括以下步骤：

步骤1：-θ₁～θ₁区间，功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3与二极管VD₂、二极管VD₃导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出零电压；

步骤2：θ₁～θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电流通过功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_a1的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压E，此时输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤3：θ₁+α～θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b1导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压E，输出电流换相；

步骤4：θ₂～π-θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2与二极管VD₄导通，分压电容C₁放电，分压电容C₂充电，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压E/2；分压电容C₁的电压降低，其变化量为ΔU_C1，分压电容C₂的电压增加，其变化量为ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤5：π-θ₂～π-θ₁区间，重复步骤3二极管箝位全桥多电平逆变电路2的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压E；

步骤6：π-θ₁～π+θ₁区间，功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFETG_b2和二极管VD₄、二极管VD₁导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出零电压；

步骤7：π+θ₁～π+θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电流通过功率开关管MOSFET G_a4、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_b4的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压-E，输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤8：π+θ₁+α～π+θ₂区间，功率开关管MOSFET G_b4、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_a4导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压-E，输出电流换相；

步骤9：π+θ₂～2π-θ₂区间，二极管VD₃与功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4导通，分压电容C₁充电，分压电容C₂放电，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压-E/2；分压电容C₁的电压增加ΔU_C1，分压电容C₂的电压降低ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤10：2π-θ₂～2π-θ₁区间，重复步骤8二极管箝位全桥多电平逆变电路2的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路2输出电压-E；

其中，θ₁为开关角度一、θ₁∈[0,π/2]，θ₂为开关角度二、θ₂∈[0,π/2]，θ₂>θ₁，α为输出电流滞后于输出电压的角度。

本发明双频率感应加热电源，基于多电平技术，利用二极管箝位全桥逆变电路实现非叠加式多电平信号输出，增加逆变器输出电压基波调制范围，扩大输出电压三次谐波可调节范围，实现双频功率信号的产生；采用一个谐振电感、两个谐振电容进行串并组合，与单感应线圈组成负载谐振电路，通过感应线圈同步输出双频功率信号，负载电路拓扑结构简单，可实现对双频信号的准确选择，提高了感应加热电源双频率功率信号的可调节特性及能量利用率。

实施例

直流电压E＝80V，二极管箝位全桥多电平逆变电路2参数设置为：功率开关管开关频率f＝20kHz，分压电容C₁＝C₂＝10mF，开关角度设置为开关角一θ₁＝10°，开关角二θ₂＝62°，单感应线圈负载电路3参数设置为：C₃＝16μF，C₄＝9μF，L₁＝2.2μH，L＝1.408μH。

图3为逆变电路输出电压波形，图4是逆变电路输出电压的傅立叶波形，图5为感应线圈电流波形，图6为分压电容C₁和分压电容C₂的电压波形，由图3-图6可以看出，本发明的二极管箝位全桥多电平逆变电路2能产生具有双频率功率输出的多电平电压信号，输出电压含有较大的基波和低次谐波；单感应线圈负载电路3能通过单感应线圈同步传输双频率信号能量，负载电路具有很好的选频特性，感应加热电源具有较高的能量利用率。另外，本发明提出的二极管箝位全桥多电平逆变电路的触发方式，改善了二极管箝位全桥逆变电路分压电容的电压均衡问题。

Claims (4)

1.双频率感应加热电源，其特征在于，包括二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)，所述二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)分别与直流电源(1)和单感应线圈负载电路(3)连接；

所述二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)由三个串联支路并联而成，串联支路一由分压电容C₁和分压电容C₂串联组成，串联支路二由功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4串联组成，串联支路三由功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_b4串联组成；所述分压电容C₁、功率开关管MOSFET G_a1的漏极、功率开关管MOSFET G_b4的漏极分别与直流电源(1)的正极连接，所述分压电容C₂、功率开关管MOSFET G_a4的源极、功率开关管MOSFET G_b1的源极分别与直流电源(1)的负极连接；所述功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFETG_a3还并联有箝位支路一，箝位支路一由二极管VD₁和二极管VD₂串联组成，所述功率开关管MOSFET G_b3和功率开关管MOSFET G_b2之间还并联有箝位支路二，箝位支路二由二极管VD₃和二极管VD₄串联组成；所述分压电容C₁和分压电容C₂之间的节点、二极管VD₁和二极管VD₂之间的节点、二极管VD₃和二极管VD₄之间的节点均接地。

2.如权利要求1所述的双频率感应加热电源，其特征在于，所述单感应线圈负载电路(3)由感应线圈L和辅助谐振电路连接组成，所述辅助谐振电路由谐振电感L₁和谐振电容C₃串联后再与谐振电容C₄并联而成。

3.如权利要求1所述的双频率感应加热电源，其特征在于，所述辅助谐振电路连接至功率开关管MOSFET G_a2和功率开关管MOSFET G_a3之间的节点，所述感应线圈L连接至功率开关管MOSFET G_b2和功率开关管MOSFETG_b3之间的节点。

4.用于双频率感应加热电源的二极管箝位全桥多电平逆变电路的控制方法，具体包括以下步骤：

步骤1：-θ₁～θ₁区间，功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3与二极管VD₂、二极管VD₃导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出零电压；

步骤2：θ₁～θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电流通过功率开关管MOSFET G_b1、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFET G_a1的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压E，此时输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤3：θ₁+α～θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2、功率开关管MOSFET G_b1导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压E，输出电流换相；

步骤4：θ₂～π-θ₂区间，功率开关管MOSFET G_a1、功率开关管MOSFETG_a2、功率开关管MOSFET G_b2与二极管VD₄导通，分压电容C₁放电，分压电容C₂充电，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压E/2；分压电容C₁的电压降低，其变化量为ΔU_C1，分压电容C₂的电压增加，其变化量为ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤5：π-θ₂～π-θ₁区间，重复所述步骤3二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压E；

步骤6：π-θ₁～π+θ₁区间，功率开关管MOSFET G_a2、功率开关管MOSFETG_b2和二极管VD₄、二极管VD₁导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出零电压；

步骤7：π+θ₁～π+θ₁+α区间，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电流通过功率开关管MOSFET G_a4、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_b4的极间反并二极管续流，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压-E，输出电压已换相，输出电流未换相；

步骤8：π+θ₁+α～π+θ₂区间，功率开关管MOSFET G_b4、功率开关管MOSFETG_b3、功率开关管MOSFETG_a3、功率开关管MOSFETG_a4导通，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压-E，输出电流换相；

步骤9：π+θ₂～2π-θ₂区间，二极管VD₃与功率开关管MOSFET G_b3、功率开关管MOSFET G_a3、功率开关管MOSFET G_a4导通，分压电容C₁充电，分压电容C₂放电，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压-E/2；分压电容C₁的电压增加ΔU_C1，分压电容C₂的电压降低ΔU_C2，ΔU_C2＝-ΔU_C1；

步骤10：2π-θ₂～2π-θ₁区间，重复所述步骤8二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)的运行状态，二极管箝位全桥多电平逆变电路(2)输出电压-E；

其中，θ₁为开关角度一、θ₁∈[0,π/2]，θ₂为开关角度二、θ₂∈[0,π/2]，θ₂>θ₁，α为输出电流滞后于输出电压的角度。