CN104052296B - 用于开关模式功率转换器的***和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于开关模式功率转换器的***和方法。根据实施例，一种功率转换器包括：H桥开关设备；变压器，具有耦合到H桥开关设备的输出的初级绕组；第一开关，耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间；和第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间。

Description

用于开关模式功率转换器的***和方法
技术领域
本发明一般地涉及半导体电路和方法，更具体地讲，涉及一种用于开关模式功率转换器的***和方法。
背景技术
开关模式功率转换器被用于广泛各种电子应用，从简单的消费电子应用(诸如，蜂窝电话充电器和个人计算机的电源)到工业应用(诸如，为重型机器提供调节的功率)。因为开关模式功率转换器的用于实现高水平的效率的潜力，开关模式功率转换器也被用于电动车辆和混合动力电动车辆以在高压电池***和低压12V或48V供给***之间转换功率。这种开关模式功率转换器的要求之一是从宽范围的输入电压提供输出功率的能力。例如，典型的电动汽车电池***可根据电池***的电量的状态提供大约200 V和大约450 V之间的输出电压。
设计具有宽范围的输入电压的开关模式功率转换器提出了许多挑战。这些挑战之一是在宽范围的输入电压上保持高效操作，因为许多开关模式功率转换器架构在窄范围的输入电压上具有峰值效率。解决宽输入电压范围的问题的一种方式是提供耦合在宽泛可变电池电压和开关模式功率转换器之间的预调节器。这个预调节器自身可以是开关模式功率转换器。
发明内容
根据实施例，一种功率转换器包括：H桥开关设备；变压器，具有耦合到H桥开关设备的输出的初级绕组；第一开关，耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间；和第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间。
附图说明
为了本发明及其优点的更完整的理解，现在参照下面结合附图进行的描述，其中：
图1a-b表示传统的功率转换器和关联的效率曲线；
图2a-c表示实施例功率转换器电路的示意图；
图3a-b是比较实施例功率转换器电路与传统的功率转换器电路的性能的曲线图；
图4a-e表示另一实施例功率转换器的示意图和时序图；
图5表示可与实施例功率转换器一起使用的次级侧电路的示意图；和
图6表示实施例方法的方框图。
除非另外指出，否则不同附图中的对应数字和符号通常指代对应部分。绘制附图以清楚地表示优选实施例的相关方面，并且未必按照比例绘制附图。为了更清楚地表示某些实施例，指示相同结构、材料或处理步骤的变化的字母可跟在附图数字后面。
具体实施方式
以下详细讨论当前优选实施例的实现和使用。然而，应该理解，本发明提供能够在各种特定情况下实现的许多适用的发明构思。讨论的特定实施例仅表示实现和使用本发明的特定方式，而不限制本发明的范围。
将参照在特定情况下的优选实施例描述本发明，即用于电动车辆的零电压过渡(ZVT)相移全桥开关模式DC-DC功率转换器。然而，本发明也可被应用于涉及其它应用的其它功率转换电路和架构，诸如但不限于，具有从高压(HV)到低压(LV)、HV到HV、LV到LV和LV到HV的转换操作的硬开关全桥转换器、谐振全桥(LLC)。
在实施例中，在较高输入电压，具有耦合到变压器的初级绕组的H桥开关设备的功率转换器操作于第一开关模式，在第一开关模式下使用H桥的所有开关。然而，在较低输入电压，功率转换器操作于使用H桥开关设备的四个开关中的仅两个开关的第二开关模式，并且其余两个开关是开路的。在一些实施例中，可在第二开关模式下采用推挽操作模式。
图1a表示可被用于例如汽车功率转换器***的传统的开关模式功率转换器100。如所示，功率转换器100将高压供给***102的输出转换成适合于为12 V供给***104供电的低压输出。功率转换器100具有包括H桥的初级侧，H桥具有耦合到变压器106的初级绕组108的开关S1、S2、S3和S4。在次级侧，功率转换器100具有包括二极管的整流器或具有耦合到变压器106的次级绕组110的开关S5、S6、S7和S8的同步整流器(有源整流器)。电感器Lf和电容器Cf对同步整流器的输出进行滤波，并且电容器Chv是用于转换器初级侧的滤波器。
在功率转换器100的操作期间，耦合到变压器106的初级绕组108的对角连接的开关定期闭合以便将功率从功率转换器100的初级侧传送到次级侧。例如，开关S1和S3可闭合以沿一个方向将电流提供给初级绕组108，并且开关S2和S4可闭合以沿另一方向将电流提供给初级绕组108。类似地，当次级侧从次级绕组110接收到沿第一方向的电流时，开关S5和S8可闭合以将电流提供给12 V供给***104，并且当次级侧从次级绕组110接收到沿第二方向的电流时，开关S6和S7可闭合以将电流提供给12 V供给***104。控制开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8的信号可由电源控制电路使用本领域已知的原理产生。例如，可使用零电压过渡(ZVT)相移开关方案操作开关S1、S2、S3和S4。
在ZVT开关方案中，当横跨初级绕组108的电压为大约零或处于非常低的电压时，向初级绕组108供电的开关接通，由此减少开关中的开关损耗。此外，开关S1和S2或者开关S3和S4另外在未向初级绕组108供电的时间段期间闭合。例如，在开关S1和S4闭合以便向初级绕组108供电之后，开关S4断开并且开关S2闭合以允许存储在变压器的漏电感中的能量循环。接下来，当开关S1断开并且S3闭合时，沿相反方向向初级绕组108供电，循环的能量被恢复，由此进一步减少开关损耗。
图1b表示图1a的功率转换器100的效率与输出功率的曲线图。曲线120代表针对功率转换器100的160 V的输入电压的效率曲线。曲线122代表具有200 V的输入电压的功率转换器100的效率曲线；曲线124代表具有275 V的输入电压的功率转换器100的效率曲线；并且曲线126代表具有350 V的输入电压的功率转换器100的效率曲线。如通过图1b的曲线图能够看出，功率转换***的效率随着输入电压增加而下降。图1b的波形图采用大约9:1的匝数比。
效率随着输入电压的增加而减小的一个原因在于：在较高输入电压，开关信号的占空比较短，并且功率传送时间段之间的空程（freewheeling）时间段较长。在这些空程时间段期间，传导损耗较高，由此减小总体效率。针对给定输入电压确定占空比(因此，确定转换器的效率)的一个因素是变压器的匝数比。在功率转换器的设计期间，确定变压器的匝数比，以使得电源在不超过一或稍微小于一的占空比情况下在最小输入电压提供最大或典型输出电压。具有高输入电压范围的功率转换电路中的较低效率的另一可能原因是次级侧开关S5、S6、S7和S8中的传导损耗。这些传导损耗可由于在电源的次级侧中使用具有较高沟道电阻的较高电压装置以便承受最大输出电压的需要而恶化。
在汽车功率转换器中需要宽输入电压范围的一个因素是在一个放电/充电周期期间的电池电压的变化。在典型的电动汽车电池***中，当电池***完全充电时，电池***的输出电压可以为大约450 V，并且当电池处于它的放电周期的末尾时，电池***的输出电压可下降至例如200 V。然而，在操作期间，电池可在其多数时间处于中间电压，例如350 V。在一个例子中，电池***输出电压可仅在大约0.1%的时间处于450 V，在大约1%的时间处于400 V，在85%的时间处于350 V，在12.8%的时间处于300 V，在1%的时间处于250 V，并且在0.1%的时间处于200 V。当然，应该理解，这些百分比仅是电池***的一个例子。这些时间百分比取决于车辆的操作以及电池***和使用电池***的特定电动车辆的特定细节。其它***可针对电池放电行为以不同方式操作。如上所述，最小电压要求(即，在这个例子中200V)与变压器匝数比的选择相关，并且最大电压要求与功率转换器的次级的阻断电压要求相关。如通过以上例子能够看出，功率转换器100在其多数时间处于350 V输入电压，尽管这个操作区域不像其它操作区域一样高效。
图2a表示实施例功率转换器100，功率转换器100被配置为将由高压功率转换器102提供的高压转换成可由12 V供给***104使用的较低电压。在布局方面，功率转换器200与功率转换器100相似，其中添加了二极管Dadd和耦合到变压器206的初级绕组208的中央抽头的开关Sadd。如所示，可使用IGBT开关来实现开关S1、S2、S3、S4和Sadd，并且可使用MOSFET开关来实现开关S5、S6、S7和S8。替代地，其它开关晶体管类型可被用于开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8和Sadd。
在实施例中，功率转换器200可操作于两种不同的操作模式。在第一操作模式下，开关Sadd断开并且二极管Dadd将开关S4和S3耦合到高压供给***102。在这种配置中，功率转换器200使用以上关于图1a的功率转换器100描述的原理使用初级侧H桥的所有四个开关S1、S2、S3和S4操作。例如，功率转换器200可操作为ZVT相移功率转换器。在图2b中描述这种第一操作模式，图2b显示分别示出为开关220和222的二极管Dadd和开关晶体管Sadd。这里，开关220被示出为闭合并且开关222被示出为断开，由此使变压器206的中央抽头208处于高阻抗状态。还应该理解，在替代实施例中，可使用开关装置(诸如，开关晶体管)实现二极管Dadd。
在第二操作模式下，开关Sadd闭合，由此将变压器206的初级绕组208的中央抽头耦合到高压供给***102的正端子。闭合开关Sadd有效地以这种方式使二极管Dadd偏置：二极管Dadd进入高阻抗状态，这具有开路开关S3和S4的实际效果。在这种配置中，电源200可操作为使用开关S1和S2的推挽转换器。在图2c中描述这种第二操作模式，图2c显示分别示出为开关220和222的二极管Dadd和开关晶体管Sadd。这里，开关220被示出为断开并且开关222被示出为闭合，由此使变压器206的中央抽头208处于低阻抗状态。在一些实施例中，二极管Dadd和开关Sadd还为功率转换器200的初级侧提供反极性保护。
在实施例中，功率转换器200被配置为在较低范围的输入电压中操作于推挽操作模式，并且在较高范围的输入电压中操作于ZVT相移模式。如此，ZVT模式的最小输入电压可被配置为高于功率转换器200所需的最小输入电压。因此，可使用较大的匝数比。在一个实施例中，使用具有大约18:1的匝数比的变压器，ZVT模式的最小输入电压被选择为大约300V。通过使用较大的匝数比，可在与电池***在其多数时间所处于的电池电压对应的输入电压实现更高效的操作。大的匝数比还减小在次级绕组210的最大电压，由此允许在次级侧使用具有较低阻断电压和较低损耗的装置。应该理解，在这个例子中提及的特定参数(诸如，最小输入电压和匝数比)仅代表许多可能的实施例例子中的一个例子。在替代实施例中，可根据特定实施例的规范和要求使用其它电压范围和装置参数。
当功率转换器200在小于300 V的输入电压操作于推挽操作模式时，因为变压器的中央抽头处于低阻抗状态，所以变压器206具有大约9:9:1的有效匝数比，并且存在从中央抽头到变压器206的初级侧208的每一侧的大约9个绕组。
图3a表示在大约350 V的输入电压的效率曲线的比较。曲线302代表利用大约18:1的变压器匝数比操作于在ZVT操作模式移动的相位的实施例功率转换器200。曲线304代表利用大约1:9的变压器匝数比操作于在ZVT操作模式的相移的功率转换器100。能够看出，功率转换器200在大约1000 W的输出功率具有大于93%的峰值效率。另一方面，功率转换器100在大约1100 W具有大约91.5%的峰值效率。
图3b表示显示在次级绕组或开关(开关S5至S8之一)的时域瞬态的波形图。踪迹310代表在变压器106的次级绕组110的输出的瞬态电压；并且踪迹312代表在变压器206的次级绕组210的输出的瞬态电压。能够看出，踪迹310达到大约100 V的最大峰值电压并且稳定于大约50 V的稳态电压，而踪迹312具有大约60 V的最大电压并且稳定于大约30 V的稳态电压。在一个实施例中，在次级侧的装置的阻断电压由在次级绕组的输出预期的最大瞬态电压确定。在一个例子中，当该装置接通时，在功率转换器100的次级侧中使用的MOSFET具有至少100 V的阻断电压和大约4 mΩ的沟道电阻，而在功率转换器200的次级侧中使用的MOSFET具有至少60 V的阻断电压和小于1 mΩ的沟道电阻。如此，功率转换器200的次级侧可经受比功率转换器100的次级侧低的传导损耗。
图4a表示根据本发明的另一实施例的功率转换器***400。功率转换器***400的架构与图2a中示出的功率转换器***200相似，其中添加了控制器402。控制器402基于输入电压Vhv和输出电压Vlv产生驱动位于变压器206的初级侧和次级侧的各种开关装置的栅极控制信号G1、G2、G3、G4、G5、G6、G7、G8和PP。控制器402可具有图4a中未示出的其它电源输入、地输入、配置输入、其它反馈输入和其它信号。
图4b表示控制器402的更详细的方框图。在实施例中，402具有比较器404，比较器404比较转换器输入电压Vhv与参考电压Vref。在一个实施例中，参考电压Vref代表大约300V的电源输入电压。然而，应该理解，可使用本领域已知的各种比较器结构实现比较器404。还应该理解，在本发明的一些实施例中，比较器404可操作于划分的输入电压。例如，替代于直接测量超过100 V的输入电压，可使用电阻分压器和/或本领域已知的其它电路和***划分比较器404的输入电压和参考电压。模式逻辑406产生用于激活和禁用开关或开关晶体管Sadd的开关信号PP。在实施例中，模式逻辑406包括产生用于激活和禁用开关晶体管Sadd的合适电平的电平移动器和输出驱动器。
在实施例中，可使用本领域已知的相移零电压过渡控制器实现ZVT控制器408以产生信号G1ZVT、G2ZVT、G3ZVT、G4ZVT、G5、G6、G7和G8。更具体地讲，使用相移ZVT技术产生信号G1ZVT、G2ZVT、G3ZVT和G4ZVT，并且使用本领域已知的同步整流器技术产生信号G5、G6、G7和G8。修改逻辑410基于模式逻辑406的输出以及信号G1ZVT、G2ZVT、G3ZVT和G4ZVT的状态产生信号G1、G2、G3和G4。在一些实施例中，可商购获得的控制器可被用于实现ZVT控制器408，同时除了可商购获得的控制器之外还提供比较器404、模式逻辑406和修改逻辑410。替代地，控制器402可被实现在单一封装中或实现在单一集成电路上。
图4c表示可被用于实现修改逻辑410的逻辑示意图。在实施例中，当在全桥ZVT操作期间模式信号PP为低(并且ZVT为高)时，信号G1在逻辑上被分派为信号G1ZVT，信号G2在逻辑上被分派为信号G2ZVT，信号G3在逻辑上被分派为信号G3ZVT，并且信号G4在逻辑上被分派为信号G4ZVT。当在推挽模式操作期间模式信号PP为高(ZVT为低)时，信号G1在逻辑上被分派为信号G1ZVT与（AND）G3ZVT，信号G2在逻辑上被分派为信号G2ZVT与G4ZVT，并且信号G3和信号G4被禁用(低)。
如所示，可使用NAND（与非）门和反相器实现图4c中示出的逻辑。然而，还应该理解，图4c中示出的逻辑实现方式仅是可被用于实现修改逻辑410的实施例逻辑的一个例子。例如，如图4d中针对修改逻辑412所示，可使用与门、或（OR）门和反相器的组合。这里，信号ZVT用作输入，从该输入获得信号PP。替代地，可使用门、查询表、可编程逻辑等实现其它在逻辑上等同的结构。在另外的替代实施例中，修改逻辑410的逻辑极性可根据特定实现方式的细节而不同。例如，如果利用低有效的控制信号驱动高侧开关，则极性可以不同。
图4e表示用于功率转换器400的控制信号的时序图。踪迹430代表在ZVT模式下的变压器电流，并且踪迹432、434、436和438分别代表控制信号G1ZVT、G2ZVT、G3ZVT和G4ZVT。在时间段440和442期间，向变压器206的初级绕组208供电。特别地，G3ZVT和G2ZVT在时间段440期间彼此交叠，并且G1ZVT和G4ZVT在时间段442期间彼此交叠。在其余时间期间，G1ZVT和G2ZVT同时激活，或者G3ZVT和G4ZVT同时激活。如通过示图能够看出，踪迹450代表在推挽操作模式下的控制信号G1，并且踪迹452代表在推挽操作模式下的控制信号G2，G1被设置为信号G1ZVT和G4ZVT的逻辑与，并且G2被设置为信号G3ZVT和G2ZVT的逻辑与。
图5表示在变压器的初级侧具有H桥502的实施例***和针对变压器的次级侧的各种选择。次级侧选择506是使用由MOSFET SR1、SR2、SR3和SR4制成的H桥电路实现的整流器。以上关于上述各种实施例描述了电路506的操作。在一些实施例中，也可在次级侧使用电路504。电路504包含开关SR1和SR2，并且可操作为全波整流器。在其它实施例中，也可使用电路508，电路508是具有电流倍增器设备的整流器。在电路508的实施例中，变压器的匝数比是电路506的匝数比的一半。然而，应该理解，电路504、506和508仅是可在实施例功率转换器中使用的许多可能的次级侧电路的三个例子。
图6表示实施例方法600的流程图。在实施例中，方法600开始于在步骤602中比较电源输入电压与参考电压。例如，可通过直接比较电压或者通过划分电源输入电压并且比较划分的供给电压与划分的参考电压来进行这种比较。在一些实施例中，可使用电阻式分压器和比较器实现这种分压。如果输入电压大于阈值(步骤604)，则在步骤606中使变压器的中央抽头处于高阻抗状态，并且在如步骤604所确定的，输入电压大于阈值的同时，功率转换器在步骤608中操作于ZVT模式。在一些实施例中，可通过断开耦合在变压器的中央抽头和供给输入电压节点之间的开关来使变压器的中央抽头处于高阻抗状态。
如果如步骤604所确定的，输入电压不大于阈值，则例如通过闭合耦合在变压器的中央抽头和电源输入电压之间的开关来在步骤610中使变压器的中央抽头处于低阻抗状态。接下来，在步骤612中，位于初级侧的一对开关被禁用。例如，可通过断开耦合在初级侧H桥和电源输入节点之间的开关来实现这一点。在其它实施例中，可通过禁止这些开关的激活来实现这一点。在步骤614中，为ZVT开关产生的开关信号被修改以操作功率转换器作为推挽装置。接下来，在步骤616中，在如步骤604所确定的，输入电压不大于阈值的同时，功率转换器操作为推挽功率转换器。
根据实施例，一种功率转换器包括：H桥开关设备；变压器，具有耦合到H桥开关设备的输出的初级绕组；第一开关，耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间；和第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间。在一些实施例中，第一开关包括耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间的二极管，并且低阻抗节点连接到第一电源节点。功率转换器可还包括：输出级，耦合在变压器的次级绕组和功率转换器的输出节点之间。
在实施例中，功率转换器还包括：控制器，耦合到第一开关和第二开关。控制器被配置为通过闭合第一开关并且断开第二开关来在第一模式下操作功率转换器并且通过断开第一开关并且闭合第二开关来在第二模式下操作功率转换器。控制器可还被配置为在第一电源节点的电压高于第一电压阈值时在第一模式下操作功率转换器，并且被配置为在第一电源节点的电压低于第一电压阈值时在第二模式下操作功率转换器。
在各种实施例中，控制器还包括：控制信号产生电路，被配置为产生第一对脉宽调制信号和第二对脉宽调制信号；和逻辑电路，具有被配置为接收第一对脉宽调制信号并且被配置为接收第二对脉宽调制信号的输入。逻辑电路还具有：第一对输出，耦合到H桥开关设备的第一对开关；和第二对输出，耦合到H桥开关设备的第二对开关。在一些实施例中，逻辑电路可被配置为当电源正操作于第一模式时在逻辑上将第一对脉宽调制信号分派给第一对输出并且在逻辑上将第二对脉宽调制信号分派给第二对输出。逻辑电路可还被配置为当电源正操作于第二模式时基于第一对脉宽调制信号和第二对脉宽调制信号的逻辑状态断言（assert）第一对输出。
在实施例中，第一对脉宽调制信号包括第一信号和第二信号，第二对脉宽调制信号包括第三信号和第四信号，并且第一对输出包括第五信号和第六信号。逻辑电路被配置为当电源正操作于第二模式时产生第五信号作为第一信号和第三信号的逻辑与，并且被配置为当电源正操作于第二模式时产生第六信号作为第二信号和第四信号的逻辑与。
在实施例中，第一模式包括零电压相移开关模式，并且第二模式包括推挽开关模式。H桥开关设备可包括一对高侧开关和一对低侧开关。在实施例中，高侧开关和低侧开关被配置为当功率转换器处于零电压相移开关模式时有效，并且仅低侧开关被配置为当功率转换器处于推挽开关模式时有效。在一些实施例中，低侧开关被配置为当零电压相移开关信号处于对角开关模式时使能。
根据另一实施例，一种操作电源的方法包括：在第一模式下操作耦合到变压器的初级线圈的H桥开关设备，包括将开关信号施加于H桥开关设备中的每个开关以及在高阻抗状态下驱动初级线圈的中央抽头。该方法还包括：在第二模式下操作H桥开关设备，包括使初级线圈的中央抽头处于低阻抗状态以及使H桥开关设备的供给节点开路。在一些实施例中，该方法还包括：将供给节点的电压与阈值进行比较；当供给节点的电压大于阈值时，在第一模式下操作电源；以及当供给节点的电压不大于阈值时，在第二模式下操作电源。第一模式可包括零电压相移模式，并且第二模式可包括推挽模式。
在实施例中，H桥开关设备的供给节点耦合到H桥开关设备的高侧开关。H桥开关设备可包括耦合在H桥开关设备的第二供给节点和初级线圈之间的第一开关和第二开关以及耦合在供给节点和初级线圈之间的第三开关和第四开关。该方法可还包括：确定第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号；当H桥开关设备正操作于第一模式时，利用第一开关信号驱动第一开关，利用第二开关信号驱动第二开关，利用第三开关信号驱动第三开关，并且利用第四开关信号驱动第四开关；以及当H桥开关设备正操作于第二模式时，修改耦合到H桥开关设备的第一开关和第二开关的开关信号。
在实施例中，修改开关信号包括：将第一修改开关信号确定为第一开关信号和第四开关信号的逻辑与以及将第二修改开关信号确定为第二开关信号和第三开关信号的逻辑与。该方法可还包括：当H桥开关设备正操作于第二模式时，利用第一修改开关信号驱动第一开关并且利用第二修改开关信号驱动第二开关。在实施例中，确定第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号包括：确定相移零电压过渡(ZVT)PWM信号。
根据另一实施例，一种电源电路包括：开关装置，耦合到变压器的初级绕组；第一开关，耦合在开关装置的功率输入节点和第一电源节点之间；第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间；和控制器，被配置为通过闭合第一开关并且断开第二开关来在零电压过渡(ZVT)模式下操作电源电路并且通过断开第一开关并且闭合第二开关来在推挽开关模式下操作电源电路。
在实施例中，控制器被配置为在第一电源节点的电压高于第一电压阈值时在ZVT模式下操作电源电路，并且被配置为在第一电源节点的电压低于第一电压阈值时在推挽开关模式下操作电源电路。
在一些实施例中，第一开关包括耦合在开关装置的功率输入节点和第一电源节点之间的二极管，并且低阻抗节点连接到第一电源节点。开关装置可包括H桥开关电路，H桥开关电路具有耦合在参考节点和初级绕组之间的第一开关和第二开关以及耦合在第一电源节点和初级绕组之间的第三开关和第四开关。在一些实施例中，参考节点是地节点。
该电源可还包括：驱动修改电路，被配置为利用第一开关和第四开关的ZVT控制信号的逻辑与来驱动第一开关的控制输入，并且利用第二开关和第三开关的ZVT控制信号的逻辑与来驱动第二开关的控制输入。
实施例的优点包括针对具有宽输入电压范围的功率转换器实现更高效率的能力。另一优点包括为开关模式功率转换器的初级侧提供反极性保护的能力。
包括冗余关断开关的实施例***的优点是在一个开关具有短路的情况下承受故障的能力，并且电流由冗余开关限制或阻断。
尽管已参照说明性实施例描述本发明，但不应该在限制性意义上解释该描述。当参照该描述时，对于本领域技术人员而言，说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其它实施例将会是显而易见的。

Claims (21)

1.一种功率转换器，包括：
H桥开关设备；
变压器，具有耦合到H桥开关设备的输出的初级绕组；
第一开关，耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间；
第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间；和
控制器，耦合到第一开关和第二开关，所述控制器被配置为：
通过闭合第一开关并且断开第二开关来在零电压相移开关模式下操作功率转换器；以及
通过断开第一开关并且闭合第二开关来在推挽开关模式下操作功率转换器；
其中零电压相移开关模式的最小输入电压高于功率转换器所需的最小输入电压，并且零电压相移开关模式的匝数比大于推挽开关模式。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中：
所述第一开关包括耦合在H桥开关设备的功率输入和第一电源节点之间的二极管；以及
低阻抗节点连接到第一电源节点。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制器被配置为在第一电源节点的电压高于第一电压阈值时在零电压相移开关模式下操作功率转换器，并且控制器被配置为在第一电源节点的电压低于第一电压阈值时在推挽开关模式下操作功率转换器。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制器还包括：
控制信号产生电路，被配置为产生第一对脉宽调制信号和第二对脉宽调制信号；和
逻辑电路，包括
被配置为接收第一对脉宽调制信号并且被配置为接收第二对脉宽调制信号的输入，
第一对输出，耦合到H桥开关设备的第一对开关，和
第二对输出，耦合到H桥开关设备的第二对开关。
5.根据权利要求4所述的功率转换器，其中：
所述逻辑电路被配置为当电源正操作于零电压相移开关模式时在逻辑上将第一对脉宽调制信号分派给第一对输出并且在逻辑上将第二对脉宽调制信号分派给第二对输出；以及
所述逻辑电路被配置为当电源正操作于推挽开关模式时基于第一对脉宽调制信号和第二对脉宽调制信号的逻辑状态断言第一对输出。
6.根据权利要求5所述的功率转换器，其中：
所述第一对脉宽调制信号包括第一信号和第二信号；
第二对脉宽调制信号包括第三信号和第四信号；
第一对输出包括第五信号和第六信号；
所述逻辑电路被配置为当电源正操作于推挽开关模式时产生第五信号作为第一信号和第三信号的逻辑与；以及
所述逻辑电路被配置为当电源正操作于推挽开关模式时产生第六信号作为第二信号和第四信号的逻辑与。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中：
所述H桥开关设备包括一对高侧开关和一对低侧开关；
高侧开关和低侧开关被配置为当功率转换器处于零电压相移开关模式时有效；以及
仅低侧开关被配置为当功率转换器处于推挽开关模式时有效。
8.根据权利要求7所述的功率转换器，其中所述低侧开关被配置为当零电压相移开关信号处于对角开关模式时使能。
9.根据权利要求1所述的功率转换器，还包括：输出级，耦合在变压器的次级绕组和功率转换器的输出节点之间。
10.一种操作电源的方法，包括：
在零电压相移模式下操作耦合到变压器的初级线圈的H桥开关设备，包括将开关信号施加于H桥开关设备中的每个开关以及在高阻抗状态下驱动初级线圈的中央抽头；以及
在推挽模式下操作H桥开关设备，包括使初级线圈的中央抽头处于低阻抗状态以及使H桥开关设备的供给节点开路；
其中零电压相移模式的最小输入电压高于功率转换器所需的最小输入电压，并且零电压相移模式的匝数比大于推挽模式。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：
将供给节点的电压与阈值进行比较；
当供给节点的电压大于阈值时，在零电压相移模式下操作电源；以及
当供给节点的电压不大于阈值时，在推挽模式下操作电源。
12.根据权利要求10所述的方法，其中H桥开关设备的供给节点耦合到H桥开关设备的高侧开关。
13.根据权利要求10所述的方法，其中：
所述H桥开关设备包括耦合在H桥开关设备的第二供给节点和初级线圈之间的第一开关和第二开关以及耦合在供给节点和初级线圈之间的第三开关和第四开关；以及
该方法还包括：
确定第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号，
当H桥开关设备正操作于零电压相移模式时，利用第一开关信号驱动第一开关，利用第二开关信号驱动第二开关，利用第三开关信号驱动第三开关，并且利用第四开关信号驱动第四开关，以及
当H桥开关设备正操作于推挽模式时，修改耦合到H桥开关设备的第一开关和第二开关的开关信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其中
修改开关信号包括将第一修改开关信号确定为第一开关信号和第四开关信号的逻辑与以及将第二修改开关信号确定为第二开关信号和第三开关信号的逻辑与；以及
该方法还包括当H桥开关设备正操作于推挽模式时利用第一修改开关信号驱动第一开关并且利用第二修改开关信号驱动第二开关。
15.根据权利要求13所述的方法，其中确定第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号包括确定相移零电压过渡(ZVT)PWM信号。
16.一种电源电路，包括：
开关装置，耦合到变压器的初级绕组；
第一开关，耦合在开关装置的功率输入节点和第一电源节点之间；
第二开关，耦合在变压器的初级绕组的中央抽头和低阻抗节点之间；和
控制器，被配置为通过闭合第一开关并且断开第二开关来在零电压过渡(ZVT)模式下操作电源电路并且通过断开第一开关并且闭合第二开关来在推挽开关模式下操作电源电路；
其中零电压过渡模式的最小输入电压高于功率转换器所需的最小输入电压，并且零电压过渡模式的匝数比大于推挽开关模式。
17.根据权利要求16所述的电源电路，其中所述控制器被配置为在第一电源节点的电压高于第一电压阈值时在ZVT模式下操作电源电路，并且控制器被配置为在第一电源节点的电压低于第一电压阈值时在推挽开关模式下操作电源电路。
18.根据权利要求16所述的电源电路，其中：
所述第一开关包括耦合在开关装置的功率输入节点和第一电源节点之间的二极管；以及
低阻抗节点连接到第一电源节点。
19.根据权利要求16所述的电源电路，其中所述开关装置包括H桥开关电路，H桥开关电路包括耦合在参考节点和初级绕组之间的第一开关和第二开关以及耦合在第一电源节点和初级绕组之间的第三开关和第四开关。
20.根据权利要求19所述的电源电路，其中所述参考节点包括地节点。
21.根据权利要求19所述的电源电路，还包括：驱动修改电路，被配置为利用第一开关和第四开关的ZVT控制信号的逻辑与来驱动第一开关的控制输入，并且利用第二开关和第三开关的ZVT控制信号的逻辑与来驱动第二开关的控制输入。
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