CN104049171A - 交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法及***，该方法包括步骤：构建观测器对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流；根据估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差；将电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，从而判断交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障。该***包括：观测器，用于对支路电流进行在线估计并生成估计电流；电流残差模块，用于根据估计电流与实际电流生成电流残差；比较模块，用于将电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，判断是否发生开路故障。本发明能及时发现交错反激式微逆变器开路故障，以便及时进行处理，延长使用寿命。

Description

交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法及***

技术领域

本发明涉及电路故障检测领域，尤其涉及一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法及***。 

背景技术

随着光伏发电成本降低、可靠性增强以及效率提高，出现了一种新的逆变器结构---微逆变器。相比传统的集中式大功率并网逆变器，微逆变器可通过集成数目不等的单个光伏组件直接连接到交流电网，具有单个组件最大功率跟踪、低直流电压、扩展灵活、即插即用、可靠性高等一系列的优点。随着光伏产业的飞速发展，微逆变器的应用越来越普及，对微逆变器的可靠性和安全性要求也越来越高，一般要求使用寿命高达15-25年。而实时监测微逆变器***的运行状态并及时检测出是否有故障发生，是提高光伏微逆变器运行可靠性和产品寿命的关键。 

交错反激式变换器是微逆变器的重要组成部分，其主开关器件长期处于高频调制下，发热较为严重，开关损耗较大，也极易发生故障。当某一路主开关器件出现开路故障时，如不能及时发现并进行处理，会造成另一路主开关过流，而导致了开关器件和变压器过额过热，很容易损坏。特别是长时间运行后，会严重影响***的运行性能和设备使用寿命。因此，对于光伏微逆变器中交错反激式变换器的状态监测与故障诊断等至关重要。 

针对上述情况，尚未见到合适的对策，一般遇到这种情况，微逆变器会进入本身***的保护模式而停止运行，并且重新手动启动后，也无法工作。因此，需设计一种交错反激式微逆变器开路故障诊断方法，及时诊断***故障的发生并采取相应的容错措施，以提高微逆变器***的可靠性及使用寿命。 

发明内容

本发明目的在于提供一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，以解决交错反激式变换器的某一路主开关器件出现开路故障时，不能及时发现的技术问题。 

为实现上述目的，本发明提供了一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，包括以下步骤： 

构建观测器，用所述观测器对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流；根据所述估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差；将所述电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，从而判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障。 

作为本发明的方法的进一步改进： 

所述判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障，包括以下判断步骤： 

当所述电流残差的H2范数小于所述残差阈值时，判断无开路故障发生，继续监测；当所述电流残差的H2范数不小于所述残差阈值时，判断所述主开关器件所在的支路发生开路故障。 

当发生开路故障，所述方法还包括步骤： 

根据所述电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路。 

当确定发生了开路故障的主开关器件支路后，所述方法还包括步骤： 

去掉***均流环，并关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。 

所述构建观测器，包括以下步骤： 

a.采用开关周期平均方法对交错反激式微逆变器进行建模，建立基于开关周期平均的单路反激式变换器的三阶非线性模型，公式如下： 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_m}(d*u_{\mathrm{pv}}-(R_{\mathrm{on}}+R_p)*d*i_{\mathrm{Lm}}-d^{\′}*u_{\mathrm{ac}}/N)\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_f}(u_{\mathrm{ac}}-R_f*i_{\mathrm{ac}}-u_f)\\ \frac{{\mathrm{du}}_f}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_f}(d^{\′}*i_{\mathrm{Lm}}/N-i_{\mathrm{ac}})\end{array}\right.$

其中，u_ac为交错反激式微逆变器输出端接入的电网电压，u_pv为交错反激式微逆变器中光伏板的直流侧电压，d、d′分别为主开关器件S_PV在一个开关周期里的开通时间与关断时间，且d′＝1-d，R_p为所述单路反激式微逆变器中的变压器内阻，L_m为所述单路反激式微逆变器中的变压器电感，R_f、L_f、C_f分别为输出端的滤波电阻、滤波电感和滤波电容，R_on为主开关器件S_PV的导通电阻，N为变压器副边到原边的匝数比，i_ac为副边滤波电感电流，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，u_f为副边滤波电容电压； 

b.对所述三阶非线性模型，采用稳态工作点处进行小偏差线性化处理，假定变换器工作在稳态工作点Q，该点的稳态占空比D＝u_ac/(u_ac+u_pv)，设I_Lm、I_ac、V_f分别为稳态原边励磁电感电流、副边滤波电感电流、滤波电容电压； 

在所述稳态工作点处对状态变量和输入变量引入微小扰动，即： 

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}=I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}=I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}}\\ u_f=V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f\\ d=D+\mathrm{\Δd}\\ u_{\mathrm{pv}}=V_{\mathrm{pv}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{ac}}=V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

将所述公式(2)代入所述公式(1)可得 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d(I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}})}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_m}\left(\begin{array}{c}(D+\mathrm{\Δd})*(V_{\mathrm{pv}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{pv}})-(D+\mathrm{\Δd})*(I_{\mathrm{Lm}}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{Lm}})*(R_{\mathrm{on}}+R_p)\\ -(1-(D+\mathrm{\Δd}))*(V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}})/N\end{array}\right)\\ \frac{d(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}})}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_f}((V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}})-(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}})R_f-(V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f))\\ \frac{d(V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f)}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_f}((1-(D+\mathrm{\Δd}))*(I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}})/N-(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}}))\end{array}---\left(3\right)\right.$

利用稳态关系将公式(3)进行化简，并且将二阶交流项近似为0，可得： 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R}{L_m}{i}_{\mathrm{Lm}}+0*i_{\mathrm{ac}}-\frac{D^{\′}}{L_{m}N}{u}_f+\frac{k}{L_m}d+0*u_{\mathrm{ac}}+\frac{D}{L_m}{u}_{\mathrm{pv}}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{dt}}=0*i_{\mathrm{Lm}}-\frac{R_f}{L_m}{i}_{\mathrm{ac}}+\frac{1}{L_f}{u}_f+0*d-\frac{1}{L_f}{u}_{\mathrm{ac}}+0*u_{\mathrm{pv}}\\ \frac{{\mathrm{du}}_f}{\mathrm{dt}}=\frac{D^{\′}}{{\mathrm{NC}}_f}{i}_{\mathrm{Lm}}-\frac{1}{C_f}{i}_{\mathrm{ac}}+0*u_f-\frac{I_{\mathrm{Lm}}}{{\mathrm{NC}}_f}d+0*u_{\mathrm{ac}}+0*u_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中：D′＝1-D，R＝D(R_on+R_p)，k＝u_pv-I_Lm(R_on+R_p)+u_ac/N，获得单路反激式微逆变器的线性化小信号模型，公式如下： 

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}\\ y=\mathrm{Cx}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，D′＝1-D，R＝D(R_on+R_p)，k＝u_pv-I_Lm(R_on+R_p)+u_ac/N； $x=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}\\ u_f\end{array}\right],u=\left[\begin{array}{c}d\\ u_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{ac}}\end{array}\right],$ y＝[i_Lm]分别为状态变量、控制输入和可测输出； $A=\left[\begin{array}{ccc}{a}_{11}& 0& a_{13}\\ 0& a_{22}& a_{23}\\ a_{31}& a_{32}& 0\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{ccc}{b}_{11}& b_{12}& 0\\ 0& 0& b_{23}\\ b_{31}& 0& 0\end{array}\right],$ C＝[1 0 0]分别为状态矩阵、控制矩阵和输出矩阵，且有： $a_{11}=-\frac{R}{L_m},a_{13}=-\frac{D^{\′}}{L_{m}N},a_{22}=-\frac{R_f}{L_f},$ $a_{23}=\frac{1}{L_f},a_{31}=\frac{D^{\′}}{{\mathrm{NC}}_f},a_{23}=-\frac{1}{C_f},b_{11}=\frac{k}{L_m},b_{12}=\frac{D}{L_m},b_{23}=-\frac{1}{L_f},b_{31}=-\frac{I_{\mathrm{Lm}}}{{\mathrm{NC}}_f},$ $\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{du}}_f/\mathrm{dt}\end{array}\right]$ 为状态变量的一阶导数； 

c.构造观测器，公式为： 

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{\hat{x}}=(A-\mathrm{HC})\hat{x}+\mathrm{Bu}+\mathrm{Hy}\\ \hat{y}=C\hat{x}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，分别为状态变量及可测输出量的估计值，H为观测器输出误差补偿矩阵； 

d.根据反激式变换器的线性化小信号模型，令状态估计误差为则有， 

$e=x-\hat{x}=\left[\begin{array}{c}{e}_{i_{\mathrm{Lm}}}\\ e_{i_{\mathrm{ac}}}\\ e_{u_f}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}-{\hat{i}}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}-{\hat{i}}_{\mathrm{ac}}\\ u_f-{\hat{u}}_f\end{array}\right]---\left(7\right);$

式中，e_iLm为上支路原边励磁电感电流估计误差、e_iac为副边滤波电感电流估计误差、e_uf为副边电容电压估计误差； 

并用所述线性化小信号模型减去所述状态观测器，得到： 

$\stackrel{\·}{x}-\stackrel{\·}{\hat{x}}=(A-\mathrm{HC})(x-\hat{x})---\left(8\right),$

结合所述公式(7)和所述公式(8)式，可得： 

$\stackrel{\·}{e}=(A-\mathrm{HC})e---\left(9\right),$

选择观测器输出误差反馈增益矩阵H使得(A-HC)稳定。 

所述观测器输出误差反馈增益矩阵H＝[H₁ H₂ H₃]^T，则所述 

$A-\mathrm{HC}=\left[\begin{array}{ccc}{a}_{11}-H_1& 0& a_{13}\\ -H_2& a_{22}& a_{23}\\ a_{31}-H_3& a_{32}& 0\end{array}\right]---\left(10\right).$

所述电流残差的计算公式为： 

$r\left(t\right)=v*(i_{\mathrm{Lm}}-{\hat{i}}_{\mathrm{Lm}})---\left(11\right),$

式中，v为正比例参数，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，为上支路原边励磁电感 估计电流，t为时间。 

所述残差阈值J_th＝sup||r(t)||₂，其中，||r||₂为电流残差r(t)的H2范数，且  ${\left|\right|r\left|\right|}_2={\left({\∫}_{-0}^{\∞}r{\left(t\right)}^{T}r\left(t\right)\mathrm{dt}\right)}^{1/2},$ 其中T为矩阵的转置。 

作为一个总的技术构思，本发明还提供了一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断***，包括： 

观测器，用于对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流； 

电流残差模块，用于根据所述估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差； 

比较模块，用于将所述电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，并判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障。 

作为本发明的***的进一步改进： 

所述开路故障诊断***还包括： 

故障定位模块，用于根据所述电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路； 

以及 

容错处理模块，用于在所述故障定位模块确定发生了开路故障的主开关器件支路后，去掉***均流环，并用于关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。 

本发明具有以下有益效果： 

1、本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，利用观测器对任一支路变换器中电流大小进行估计，并与该路实际电流值进行比较，根据生成的残差大小判断是否有故障发生，能及时发现开路故障，以便能及时进行处理，从而延长使用寿命；并且，通过残差阈值作为判断依据可以消除功率管开关延时和测量噪声等影响。 

2、在优选方案中，本发明交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，还能对故障进行定位和容错处理，在微逆变器中由于存在两路结构完全相同的变换器，两路变换器中各自有一个主开关管，在一路主开关管发生开路故障时，使***能够在输出功率降半的情况下继续正常运行。可以避免其他路主开关器件和变压器因过流而损坏，大大延长了器件的使用寿命。 

3、本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断***，结构简单有效，能快速准确地诊断主开关的开路故障，以便能及时进行处理，可有效提高微逆变器产品的运行可靠性及使用效率和寿命。 

除了上面所描述的目的、特征和优点之外，本发明还有其它的目的、特征和优点。下面将参照图，对本发明作进一步详细的说明。 

附图说明

构成本申请的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中： 

图1是本发明优选实施例的交错反激式微逆变器的结构示意图； 

图2是本发明优选实施例的反激式变换器电路示意图； 

图3是本发明优选实施例的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法的流程图； 

图4是本发明优选实施例的观测器结构示意图，其中plant为原来的对象； 

图5是本发明优选实施例的交错反激式微逆变器正常运行时，上支路S_PV1管励磁电感实际电流i_Lm和估计电流及残差的波形图，(图5以及以下的图7和图8中的电流波形均是含有高频成分的电流，图中电流区域表示的为包络线，详参见图5中的局部放大图)； 

图6是本发明优选实施例的交错反激式微逆变器的主开关器件的开路故障诊断、故障定位及容错处理的原理框图； 

图7是本发明优选实施例的交错反激式微逆变器的上支路S_PV1管在t＝0.023s发生故障后，励磁电感实际电流i_Lm和估计电流及电流残差的波形图； 

图8是本发明优选实施例的容错后下支路继续正常运行的电流波形图。 

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例进行详细说明，但是本发明可以由权利要求限定和覆盖的多种不同方式实施。 

图1是本实施例中所称的微逆变器的结构示意图，而本实施例中所称的变换器为微逆变器中的工频逆变部分去掉后的结构。微逆变器是将光伏组件输出的直流电转化为与电网同频同相的交流电，要实现这个过程主要包括两部分，第一部分将光伏组件输出的直流电通过反激式变换器转换为馒头波式的100HZ直流电，第二部分是通过工频逆变将馒头波变为50HZ的交流电。这两个部分中，前者是重点，后者是采用电力电子技术中广泛应用的工频逆变过程。微逆变器的重点就在于反激式变换器部分的控制，反激式变换器中的开关器件是微逆变器中的主电路器件，因此，微逆变器中开路故障的诊断重点在于反激式变换器中开关故障的诊断(参见背景技术)。而且在微逆变器中包含两路电路结构完全相同的反激式变换器，本发明是针对在微逆变器产品中这两路变换器中的开关器件开路故障进行检测、诊断和容错。 

参见图3，本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法。包括以下步骤： 

S1、构建观测器，用观测器对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流； 

S2、根据估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差； 

S3、将电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，从而判断交错反激式微逆变器中的主开关器件是否发生开路故障。 

通过上述步骤，能及时发现开路故障，以便能及时进行处理，从而延长使用寿命；并且，通过残差阈值作为判断依据可以消除功率管开关延时和测量噪声等影响。 

在实际应用中，在上述步骤的基础上，本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法还可增加以下步骤进行优化： 

S4、当发生开路故障时，根据电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路； 

S5、当确定发生了开路故障的主开关器件支路后，去掉***均流环，并关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。 

通过这些优化步骤，还能对故障进行定位和容错处理，在一路主开关管发生开路故障时，使***能够在输出功率降半的情况下继续正常运行。可以避免其他路主开关器件和变压器因过流而损坏，大大延长了器件的使用寿命。 

参见图6，在上述方法的同一原理的基础上，本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断***，包括观测器、电流残差模块和比较模块，其中，观测器用于对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流；电流残差模块用于根据估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差；比较模块用于将电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，并判断交错反激式微逆变器中的主开关器件是否发生开路故障。该***结构简单有效，能快速准确地诊断主开关的开路故障，以便能及时进行处理，可有效提高微逆变器产品的运行可靠性及使用效率和寿命。 

在实际应用中，为了进行发现故障后的策略，该***还可扩充故障定位模块和容错处理模块，其中，故障定位模块用于根据电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路；容错处理模块用于在故障定位模块确定发生了开路故障的主开关器件支路后，去掉***均流环(参见图6，均流环的位置在图6所示的均流控制部分，在此处设置一个标志位flag，去掉***均流环，即flag＝0，均流环失去控制。若判断无故障，则flag＝1，***继续保持原来的正常运行状态。)，并用于关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。在一路主开关管发生开路故障时，使***能够在输出功率降半的情况下继续正常运行。可以避免其他路主开关器件和变压器因过流而损坏，大大延长了器件的使用寿命。 

下面以实际电路对上述方法和***进行实例分析，参见图1、图2、图4，本实施例的交错反激式微逆变器的结构为两路主开关器件(上支路S_PV1管和下支路S_PV2管，即为两路结构完全相同的变换器进行并联)，以该微逆变器的上支路反激式变换器S_PV1发生开路故障为例，设置故障发生时刻为t＝0.023s,即0.023s前，微逆变器正常运行；0.023s后，S_PV1发生开路故障。微逆变器拓扑结构如图1所示，实验参数如表1所示。 

表1.实验参数 

本发明的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法对该故障进行判断，步骤如下： 

S1、构建观测器，用观测器对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流，具体如下： 

构建观测器，包括以下步骤： 

a.采用开关周期平均方法(开关周期平均方法是电力电子***中针对开关器件建模的一种普遍方法)对交错反激式微逆变器进行建模，建立基于开关周期平均的单路反激式变化器的三阶非线性模型，公式如下： 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_m}(d*u_{\mathrm{pv}}-(R_{\mathrm{on}}+R_p)*d*i_{\mathrm{Lm}}-d^{\′}*u_{\mathrm{ac}}/N)\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_f}(u_{\mathrm{ac}}-R_f*i_{\mathrm{ac}}-u_f)\\ \frac{{\mathrm{du}}_f}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_f}(d^{\′}*i_{\mathrm{Lm}}/N-i_{\mathrm{ac}})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，u_ac为交错反激式微逆变器输出端接入的电网电压，u_pv为交错反激式微逆变器中光伏板的直流侧电压，d、d′分别为主开关器件S_PV在一个开关周期里的开通时间与关断时间，且d′＝1-d，R_p为单路反激式微逆变器中的变压器内阻，L_m为单路反激式微逆变器中的变压器电感，R_f、L_f、C_f分别为输出端的滤波电阻、滤波电感和滤波电容，R_on为主开关器 件S_PV的导通电阻，N为变压器副边到原边的匝数比，i_ac为副边滤波电感电流，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，u_f为副边滤波电容电压，为对支路原边励磁电感电流的连续量进行求导，为对副边滤波电感电流的连续量进行求导，为对副边滤波电容电压的连续量进行求导； 

b.对三阶非线性模型，采用稳态工作点处进行小偏差线性化处理(小偏差线性处理在本实施例中为公式(2)、公式(3)、公式(4)的处理过程)，假定变换器工作在稳态工作点Q，该点的稳态占空比D＝u_ac/(u_ac+u_pv)，设I_Lm、I_ac、V_f分别为稳态原边励磁电感电流、副边滤波电感电流、滤波电容电压；在稳态工作点附近对状态变量和输入变量引入微小扰动，即： 

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}=I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}=I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}}\\ u_f=V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f\\ d=D+\mathrm{\Δd}\\ u_{\mathrm{pv}}=V_{\mathrm{pv}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{ac}}=V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

将公式(2)代入公式(1)可得 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d(I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}})}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_m}\left(\begin{array}{c}(D+\mathrm{\Δd})*(V_{\mathrm{pv}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{pv}})-(D+\mathrm{\Δd})*(I_{\mathrm{L\; m}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}})*(R_{\mathrm{on}}+R_p)\\ -(1-(D+\mathrm{\Δd}))*(V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}})/N\end{array}\right)\\ \frac{d(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}})}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_f}((V_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ac}})-(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}})R_f-(V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f))\\ \frac{d(V_f+\mathrm{\Δ}{u}_f)}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{C_f}((1-(D+\mathrm{\Δd}))*(I_{\mathrm{Lm}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{Lm}})/N-(I_{\mathrm{ac}}+\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{ac}}))\end{array}\right.---\left(3\right)$

利用稳态关系将公式(3)进行化简，并且将二阶交流项近似为0，可得： 

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R}{L_m}{i}_{\mathrm{Lm}}+0*i_{\mathrm{ac}}-\frac{D^{\′}}{L_{m}N}{u}_f+\frac{k}{L_m}d+0*u_{\mathrm{ac}}+\frac{D}{L_m}{u}_{\mathrm{pv}}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}}{\mathrm{dt}}=0*i_{\mathrm{Lm}}-\frac{R_f}{L_m}{i}_{\mathrm{ac}}+\frac{1}{L_f}{u}_f+0*d-\frac{1}{L_f}{u}_{\mathrm{ac}}+0*u_{\mathrm{pv}}\\ \frac{{\mathrm{du}}_f}{\mathrm{dt}}=\frac{D^{\′}}{{\mathrm{NC}}_f}{i}_{\mathrm{Lm}}-\frac{1}{C_f}{i}_{\mathrm{ac}}+0*u_f-\frac{I_{\mathrm{Lm}}}{{\mathrm{NC}}_f}d+0*u_{\mathrm{ac}}+0*u_{\mathrm{pv}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中：D′＝1-D，R＝D(R_on+R_p)，k＝u_pv-I_Lm(R_on+R_p)+u_ac/N。 

获得单路反激式变换器的线性化小信号模型，公式为： 

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}\\ y=\mathrm{Cx}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中， $x=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}\\ u_f\end{array}\right],u=\left[\begin{array}{c}d\\ u_{\mathrm{pv}}\\ u_{\mathrm{ac}}\end{array}\right],$ y＝[i_Lm]分别为状态变量、控制输入和可测输出；  $A=\left[\begin{array}{ccc}{a}_{11}& 0& a_{13}\\ 0& a_{22}& a_{23}\\ a_{31}& a_{32}& 0\end{array}\right],B=\left[\begin{array}{ccc}{b}_{11}& b_{12}& 0\\ 0& 0& b_{23}\\ b_{31}& 0& 0\end{array}\right],$ C＝[1 0 0]分别为状态矩阵、控制矩阵和输出矩阵，且有： $a_{11}=-\frac{R}{L_m},a_{13}=-\frac{D^{\′}}{L_{m}N},a_{22}=-\frac{R_f}{L_f},a_{23}=\frac{1}{L_f},a_{31}=\frac{D^{\′}}{{\mathrm{NC}}_f},a_{23}=-\frac{1}{C_f},b_{11}=\frac{k}{L_m},b_{12}=\frac{D}{L_m},$ $b_{23}=-\frac{1}{L_f},b_{31}=-\frac{I_{\mathrm{Lm}}}{{\mathrm{NC}}_f},$ $\stackrel{\·}{x}=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lm}}/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{di}}_{\mathrm{ac}}/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{du}}_f/\mathrm{dt}\end{array}\right]$ 为状态变量的一阶导数。 

c.构建观测器，公式为： 

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{\hat{x}}=(A-\mathrm{HC})\hat{x}+\mathrm{Bu}+\mathrm{Hy}\\ \hat{y}=C\hat{x}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，分别为状态变量及可测输出量的估计值，H为观测器输出误差补偿矩阵。 

d.根据反激式变换器的线性化小信号模型，令状态估计误差为则有， 

$e=x-\hat{x}=\left[\begin{array}{c}{e}_{i_{\mathrm{Lm}}}\\ e_{i_{\mathrm{ac}}}\\ e_{u_f}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lm}}-{\hat{i}}_{\mathrm{Lm}}\\ i_{\mathrm{ac}}-{\hat{i}}_{\mathrm{ac}}\\ u_f-{\hat{u}}_f\end{array}\right]---\left(7\right);$

式中，e_iLm为上支路原边励磁电感电流估计误差、e_iac为副边滤波电感电流估计误差、e_uf为副边电容电压估计误差。 

用公式(5)减去公式(6)，即用线性化小信号模型减去状态观测器，可得: 

$\stackrel{\·}{x}-\stackrel{\·}{\hat{x}}=(A-\mathrm{HC})(x-\hat{x})---\left(8\right)$

结合公式(7)和公式(8)式，可得： 

$\stackrel{\·}{e}=(A-\mathrm{HC})e---\left(9\right)$

选择(为了使得观测器收敛，同时具有一定的快速性，根据仿真实验反复拼凑尝试，验证，最后选取H₁＝1/3a₁₁、H₂＝0、H₃＝1/3a₃₁。)合适的H使(A-HC)稳定，令H＝[H₁ H₂ H₃]^T，则有： 

$A-\mathrm{HC}=\left[\begin{array}{ccc}{a}_{11}-H_1& 0& a_{13}\\ -H_2& a_{22}& a_{23}\\ a_{31}-H_3& a_{32}& 0\end{array}\right]---\left(10\right)$

S2、根据估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差。具体如下：电流残差的计算公式为： 

$r\left(t\right)=v*(i_{\mathrm{Lm}}-{\hat{i}}_{\mathrm{Lm}}),---\left(11\right)$

式中，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，为上支路原边励磁电感估计电流，t为时间，v为正比例参数，可增加***设计自由度，提高残差生成能力，使得对故障更为灵敏，对干扰信号更具有鲁棒性。本实施例中，v＝1.2。 

图5所示为微逆变器正常运行时上支路S_PV1管的励磁电感实际电流i_Lm和估计电流及两者残差的波形图，由图5可见，估计电流较好地跟踪了励磁电感实际电流i_Lm，并与实际电流i_Lm有较好的吻合度，从而实现较准确的估算。 

S3、将电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，从而判断交错反激式微逆变器中的主开关器件是否发生开路故障。具体如下： 

步骤1：选取残差向量r(t)的H2范数作为残差评价函数： 

${\left|\right|r\left|\right|}_2={\left({\∫}_{-0}^{\∞}r{\left(t\right)}^{T}r\left(t\right)\mathrm{dt}\right)}^{1/2}---\left(12\right)$

其中T为矩阵的转置。 

步骤2：确定阈值J_th。由于观测器在实际运行时会受到外界的干扰、噪声影响，与实际模型不能完全一致，因此***正常运行时，按公式(11)所生成的残差往往并不等于0，由图4可见故障发生前(即正常运行时)***的残差不为0，只是在故障前残差值较小，而在故障后残差值变化较大。因此，需要设定适当的残差阈值来避免***的误动作。 

设定残差阈值J_th为： 

J_th＝sup||r(t)||₂       (13) 

本实施例中，设定J_th＝0.547。 

进行电流残差评价： 

当电流残差的H2范数||r||<J_th时，判断无开路故障发生，继续监测； 

当电流残差的H2范数||r||≥J_th，判断主开关器件所在的支路发生开路故障，可转入进一步的故障决策。 

参见图7，图7所示为微逆变器上支路S_PV1管发生故障前后实际电流i_Lm和估计电流以及电流残差的波形图，由图7可见，在0.023s之前||r||＜J_th，0.023s时刻||r||＞J_th。 

由上可知，上述步骤能及时发现开路故障，以便能及时进行处理，从而延长使用寿命；并且，通过残差阈值作为判断依据可以消除功率管开关延时和测量噪声等影响。 

S4、当发生开路故障时，根据电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路。具体如下： 

根据残差的正负诊断出哪个开关器件发生了开路故障，诊断方法如下： 

若r<0，则判断为上支路主开关出现开路故障； 

若r>0，则判断为下支路主开关出现开路故障。 

由图7所示残差波形可得，上支路开关管发生开路故障后r<0，即验证了该诊断的正确性。 

S5、当确定发生了开路故障的主开关器件支路后，去掉***均流环，并关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。能保证***另一开关器件的正常运行，***总输出功率降为两开关器件正常运行时的一半。 

参见图8，图8所示为容错后下支路继续正常运行的电流波形。可见，本发明的方法简单有效，对进一步提高微逆变器产品的运行可靠性及使用效率和寿命具有重要的意义。 

综上可知，本发明通过状态观测器构造原边电感电流的估计电流，与实际电流比较，得到残差值，设定阈值比较，便可判断是否有故障发生。并且，通过故障定位和容错处理，能大大提高微逆变器产品的运行可靠性及使用效率和寿命。 

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (10)

1.一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，包括以下步骤： 

构建观测器，用所述观测器对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流； 

根据所述估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差； 

将所述电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，从而判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障。 

2.根据权利要求1所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，所述判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障，包括以下判断步骤： 

当所述电流残差的H2范数小于所述残差阈值时，判断无开路故障发生，继续监测； 

当所述电流残差的H2范数不小于所述残差阈值时，判断所述主开关器件所在的支路发生开路故障。 

3.根据权利要求2所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，当发生开路故障，所述方法还包括步骤： 

根据所述电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路。 

4.根据权利要求3所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，当确定发生了开路故障的主开关器件支路后，所述方法还包括步骤： 

去掉***均流环，并关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。 

5.根据权利要求1至4中任一项所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，所述构建观测器，包括以下步骤： 

a.采用开关周期平均方法对交错反激式微逆变器进行建模，建立基于开关周期平均的单路反激式变换器的三阶非线性模型，公式如下： 

其中，u_ac为交错反激式微逆变器输出端接入的电网电压，u_pv为交错反激式微逆变器中光伏板的直流侧电压，d、d′分别为主开关器件S_PV在一个开关周期里的开通时间与关断时间，且d′＝1-d，R_p为所述单路反激式微逆变器中的变压器内阻，L_m为所述单路反激式微逆 变器中的变压器电感，R_f、L_f、C_f分别为输出端的滤波电阻、滤波电感和滤波电容，R_on为主开关器件S_PV的导通电阻，N为变压器副边到原边的匝数比，i_ac为副边滤波电感电流，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，u_f为副边滤波电容电压； 

b.对所述三阶非线性模型，采用稳态工作点处进行小偏差线性化处理：假定变换器工作在稳态工作点Q，该点的稳态占空比D＝u_ac/(u_ac+u_pv)，设I_Lm、I_ac、V_f分别为稳态原边励磁电感电流、副边滤波电感电流、滤波电容电压； 

在所述稳态工作点处对状态变量和输入变量引入微小扰动，即： 

将所述公式(2)代入所述公式(1)可得 

利用稳态关系将公式(3)进行化简，并且将二阶交流项近似为0，可得： 

式中：D′＝1-D，R＝D(R_on+R_p)，k＝u_pv-I_Lm(R_on+R_p)+u_ac/N，获得单路反激式变换器的线性化小信号模型，公式如下： 

其中，且D′＝1-D，R＝D(R_on+R_p)，k＝u_pv-I_Lm(R_on+R_p)+u_ac/N；y＝[i_Lm]分别为状态变量、控制输入和可测输出； 分别为状态矩阵、控制矩阵和输出矩阵，且有： 为状态变量的一阶导数； 

c.构建观测器，公式为： 

其中，分别为状态变量及可测输出量的估计值，H为观测器输出误差补偿矩阵； 

d.根据反激式变换器的线性化小信号模型，令状态估计误差为则有， 

式中，e_iLm为上支路原边励磁电感电流估计误差、e_iac为副边滤波电感电流估计误差、e_uf为副边电容电压估计误差； 

并用所述线性化小信号模型减去所述状态观测器，得到： 

结合所述公式(7)和所述公式(8)式，可得： 

选择观测器输出误差反馈增益矩阵H使得(A-HC)稳定。 

6.根据权利要求5所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于， 

所述观测器输出误差反馈增益矩阵H＝[H₁ H₂ H₃]^T，则所述 

7.根据权利要求6所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，所述电流残差的计算公式为： 

式中，v为正比例参数，i_Lm为上支路原边励磁电感实际电流，为上支路原边励磁电感估计电流，t为时间。 

8.根据权利要求7所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断方法，其特征在于，所述残差阈值J_th＝sup||r(t)||₂，其中，||r||₂为电流残差r(t)的H2范数，且其中T为矩阵的转置。 

9.一种交错反激式微逆变器的开路故障诊断***，其特征在于，包括： 

观测器，用于对交错反激式微逆变器中的任一主开关器件所在的支路电流进行在线估计并生成估计电流； 

电流残差模块，用于根据所述估计电流与同一位置处实际测量所得的实际电流生成电流残差； 

比较模块，用于将所述电流残差的H2范数与残差阈值进行比较，并判断所述交错反激式微逆变器中的所述主开关器件是否发生开路故障。 

10.根据权利要求9所述的交错反激式微逆变器的开路故障诊断***，其特征在于，所述开路故障诊断***还包括： 

故障定位模块，用于根据所述电流残差的正负确定发生了开路故障的主开关器件支路； 

以及 

容错处理模块，用于在所述故障定位模块确定发生了开路故障的主开关器件支路后，去掉***均流环，并用于关闭发生了开路故障的主开关器件支路的主开关器件的驱动信号。