CN104038037A - 辅助再充电 - Google Patents

辅助再充电 Download PDF

Info

Publication number
CN104038037A
CN104038037A CN201410057906.7A CN201410057906A CN104038037A CN 104038037 A CN104038037 A CN 104038037A CN 201410057906 A CN201410057906 A CN 201410057906A CN 104038037 A CN104038037 A CN 104038037A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
current
winding
smpc
charge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201410057906.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104038037B (zh
Inventor
保罗·赖安
约翰·派珀
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
The integrated Co., Ltd of power supply
Original Assignee
Cambridge Semiconductor Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cambridge Semiconductor Ltd filed Critical Cambridge Semiconductor Ltd
Publication of CN104038037A publication Critical patent/CN104038037A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104038037B publication Critical patent/CN104038037B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Emergency Management (AREA)

Abstract

本发明一般地涉及向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电，更具体地涉及一种向SMPC的切换控制器供电的方法、一种用于向电荷存储器供应电荷以便向SMPC的切换控制器供电的充电电路、一种包括这种电路的SMPC。一种向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电的方法，所述SMPS包括：电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；切换电路，包括第一和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间；切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及电荷存储器，用于向所述切换控制器供电，所述方法包括：使电流从所述绕组流动通过所述第一晶体管；以及将所述电流通过传导路径转移到所述电荷存储器。

Description

辅助再充电
技术领域
本发明一般地涉及向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电，更具体地，涉及向SMPC的切换控制器供电的方法、存储指令以使可编程处理设备可操作用于执行该方法的存储介质、向电荷存储器供应电荷以便向SMPC的切换控制器供电的充电电路、包括这种电路的SMPC以及存储介质，所述存储介质存储可操作用于控制晶体管切换以实现对电荷存储器的充电以便向SMPC的切换控制器供电的代码。
背景技术
希望将低成本双极结型晶体管(BJT)用于离线功率转换器中的初级开关，因为BJT提供高击穿电压和低导通状态电压。然而，与电压受控MOSFET、IGBT等相比，BJT具有在启动过程期间需要相对较大的电荷存储的缺点。
典型地，存储电容器CAux由经整流的干线输入充电至初始化电压；然后，存储电容器作为辅助电源提供所有的电荷，以向IC控制器供电并驱动BJT，直到偏置绕组电压上升到足以接管这些任务。如果CAux中的初始化电荷不能够向IC和BJT供电足够长时间以便使偏置绕组电压上升到其工作电平，那么功率转换器将不能启动。具有高输入电容的负载特别具有挑战性，因为它们在“冷启动”的情况下展现出有效的短路；因此要求更多的切换周期以增加输出和偏置绕组电压。BJT要求比电压受控器件多得多的电荷来导通，因此电荷存储器更迅速地耗尽。较大的存储电容要求较高的启动电流，这可能增加功耗。以较高的存储电压进行操作提供了更多的电荷来支持针对给定存储电容的启动，并且也提供了用于驱动IC中器件的更多净空。然而由于耗散损耗，较高的存储电压也增加了功耗。
其他操作条件可以类似地导致技术问题。偏置绕组电压通常与转换器输出电压紧密相关，因此当输出电压较低时，控制器IC偏置功率可能不足。这种情况可能对于以恒电流或恒功率输出模式操作的转换器在低阻抗负载引起输出电压下降时发生。尽管这一问题针对基于MOSFET的转换器也会发生，但是BJT要求的大电流使该问题大大恶化。
因此，对于采用例如BJT作为初级开关的离线功率转换器，在高效操作方面和／或一般地在通过常规手段向控制器IC有效供应电荷方面，需要进行改进。
考虑到上述内容，SMPC领域仍然需要对于向功率转换器(例如，包括双极或场效应初级开关的射地-基地功率转换器)的IC控制器供应操作电流的改进控制。
为了供理解本发明之用，参考以下公开：
-US7，636，246(发明人Huynh等，受让人Active-Semi，Inc.)，与2009年2月12日公布的US20070891397相对应；
-UCC28610数据表，可从德州仪器在
http：／／www.ti.com／product／ucc28610处获得；以及
-THX202H数据表，可从
http：／／bbs.dianyuan.com／bbs／u／55／1330441183681758.pdf获得。
发明内容
根据本发明的第一方面，提出了一种向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电的方法，所述SMPS包括：电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；切换电路，包括第一和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间；切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及电荷存储器，用于向所述切换控制器供电，所述方法包括：使电流从所述绕组流动通过所述第一晶体管；以及将所述电流通过传导路径转移到所述电荷存储器。
因此，实施例可以提供用于维持对切换控制器的足够供电的替代或附加手段，优选地与SMPC的输出电压和／或负载无关，优选地SMPC是射地-基地(cascode)功率转换器。在实施例中这可以通过使用BJT发射极或MOSFET源极电流以在切换周期期间，例如在正常(例如PWM-受控)操作期间，即在SMPC启动之后SMPC正在向负载供电时，为转换器控制器IC供电来实现。
关于更具体的优点，实施例可以：减小对于辅助充电电路设计的限制；允许切换控制器在非常低的输出电压下维持控制；加大基于BJT的转换器的用途；和／或改进启动特性。
优选地，提供给切换转换器的电力是DC(直流电)。类似地，SMPC优选地用于向负载提供DC输出电压。SMPC上的负载可以是例如电感性、电阻性和／或电容性的。电感性部件可以是例如具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组耦合用于从所述SMPC的输入接收电力，所述次级绕组耦合用于向负载提供输出电压的电力。然而，在替代实施例中SMPC可以是非隔离转换器。
如以上述，切换电路优选地是射地-基地电路，其中第一晶体管耦合在绕组和第二晶体管之间以形成射地-基地结构，第二晶体管优选地连接至参考电压线，例如接地线。然而在这种结构中，射地-基地电路不必包括彼此直接耦合的第一和第二晶体管、与绕组直接耦合的第一晶体管和／或与参考电压线直接耦合的第二晶体管。例如，第一和第二晶体管可以具有连接在它们之间的部件，例如置于绕组和／或晶体管之间或者第二晶体管和参考电压线之间的电流感测电阻器。在射地一基地结构中，第二晶体管可以耦合用于可控地驱动(即，发射极或源极切换)第一晶体管，从而控制所述绕组中的电流。然而，应该注意，第一晶体管的传导直接控制绕组中的电流。还应该注意，当第二晶体管截止时第一晶体管可以继续接通-由第一晶体管实现的传导(电流离开发射极或基极端子)有利地限定了切换电流通过电感性部件的时间段。
尽管在实施例中第一晶体管典型地是功率晶体管，第二晶体管可以是功率晶体管或低压器件。
还可以提供一种方法，包括：禁用在所述第一晶体管的控制线上接收偏置信号，所述偏置信号用于向所述第一晶体管输出电荷。特别地，在实施例中第一和第二晶体管的导通时间通常不一致。因此，考虑实施例，限定偏置信号何时将第一晶体管偏置导通的时间间隔可能不是第二晶体管导通和／或电流流过的相同时间间隔。
替代地，可以在电流流动期间保持基极驱动或者栅极偏置。然而，在执行这种禁用的情况下，转移的电流优选地在禁用的实质上整个时间或者较短时间，例如在禁用期间第一功率开关保持导通时，流过。有利地，单独禁用不会引起第一晶体管立即停止从电感性部件传导电流。
实施例可以将电流转移至电荷存储器，以在任意切换周期执行辅助再充电，而与SMPC可能所处的模式无关。在实施例中，启动典型地包括电荷存储器(例如电容器)从DC源充电(例如，从整流的Vht通过大电阻器Rstart或者常通启动开关的低电流)的初始阶段。优选地，控制器IC仍然休眠，因此不会发生切换。一旦电荷存储器上的电压(“辅助电压”)达到阈值，则IC唤醒，并且命令切换开始。这通常是SMPC输出电压开始上升的时刻。可以在这种上升期间执行辅助再充电，以帮助保持IC唤醒，同时“上拉”负载，而SMPC仍然可以处于其启动阶段。因此，可以在任意切换周期中执行辅助再充电，包括在转换器启动期间和／或转换器启动之后。更具体地，可以在实施例中在正常SMPC操作期间使用辅助再充电，即在冷启动之后和／或在启动的SMPC输出电压上升阶段期间。
因此，通常可以提供一种方法，其中在所述切换电路的切换周期期间进行所述流动和转移，所述切换周期允许(优选地使能)向所述负载输出所述输出电压的所述电力；这种切换周期可以包括第二晶体管的单个接通-关断周期以及第一晶体管的单个传导-不传导周期。因此，可以在SMPC的正常操作期间进行用于辅助再充电的流动和／或转移。附加地或者替代地，可以在SMPC的启动期间进行辅助再充电。如上所述，期望在启动期间进行辅助再充电，例如一旦切换已经开始但是在辅助绕组电压足够高例如已经达到阈值之前。
进一步优选地，在切换电路的PWM切换控制模式期间进行流动和／或转移。
还可以提供一种方法，其中第一晶体管存储电荷，以在转移所述电流期间，并且优选地在如上所述的任意禁用接收偏置信号期间，保持所述第一晶体管导通。
还可以提供一种方法，其中第一晶体管外部的电容器存储电荷，以在转移所述电流期间，并且优选地在如上所述的任意禁用接收偏置信号期间，保持所述第一晶体管导通。
还可以提供一种方法，其中在转移所述电流期间，与所述第一晶体管的控制线相连的偏置电路保持所述第一晶体管导通。因此，可以提供一种DC基极／栅极偏置实施例，其中不进行上述禁用。
还可以提供一种方法，其中所述转移包括接通所述传导路径，以通过所述传导路径传导所述电流至所述电荷存储器。这可以包括接通传导路径中的开关或者将传导路径中的二极管正向偏置。在实施例中，传导路径的接通可以是其本身允许电流的转移。
还可以提供一种方法，其中所述转移包括：将参考电压线从所述传导路径去耦，从而使所述电流通过所述传导路径流到所述电荷存储器。例如，所述转移可以包括将第二功率开关关断以将第一功率开关从参考电压去耦，从而使第一晶体管的电流(例如，发射极或源极电流)转移至电荷存储器。在实施例中，第一功率开关从参考电压去耦可以引起所述第一功率开关上相对于所述电荷存储器的电压变化，从而允许所述电流流到所述电荷存储器，例如，第一功率开关上的电压变化对半导体结二极管正向偏置以允许电流通过二极管流到电荷存储器；替代地，传导路径中的开关可以用于实现电压变化。
还可以提供一种方法，其中所述去耦包括在所述第一晶体管保持接通的同时关断所述第二晶体管。
还可以提供一种方法，其中至少第一晶体管是双极型晶体管，例如BJT、IGBT等，并且其中所述转移包括转移双极型晶体管的发射极电流以通过传导路径流至电荷存储器。
还可以提供一种方法，其中至少第一晶体管是场效应晶体管(FET)，例如JFET、MOSFET等，并且其中所述转移包括转移FET的源极电流以通过传导路径流至电荷存储器。优选地，参考电压线从传导路径的上述去耦包括将第二晶体管关断以将FET源极端子从参考电压线去耦，在第一晶体管保持接通的同时进行第二晶体管的关断，使得FET的源极电流流至电荷存储器。
还可以提供一种方法，其中电感性部件是变压器或耦合的电感器，所述方法优选地还包括从所述变压器的辅助绕组或耦合的电感器对所述电荷存储器充电。
还可以提供一种方法，其中所述切换控制器控制所述第一晶体管的切换。
还可以提供一种存储计算机程序指令的存储介质，所述计算机存储指令对可编程处理设备进行编程以操作用于执行所述方法。
根据本方面的第二方面，提出了一种充电电路，用于向电荷存储器供应电荷，所述电荷存储器用于向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电，所述SMPC包括：电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；切换电路，包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间，并且用于接收绕组电流，其中所述绕组电流是来自所述绕组的电流；切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及电荷存储器，耦合用于向所述切换控制器供电，所述充电电路包括：电流转移电路，用于将所述绕组电流从第一晶体管传导至所述电荷存储器；以及所述第二晶体管配置为将参考电压线从所述电流转移电路可控地去耦，以使所述绕组电流通过所述电流转移电路流至所述电荷存储器。
与第一方面类似，优选地，在“正常”操作期间和／或启动期间向电荷存储器供应电荷，以便向SMPC的切换控制器供电。
电流转移电路可以替代地称作传导路径，和／或电荷存储器可以替代地称作电荷储存器。通常，电荷存储器至少包括电容器。
第二晶体管可以是参考去耦开关，操作用于实质上关断以允许第一晶体管的端子(例如，BJT发射极或MOS源极)上的电压相对于电荷存储器上的电压变化，从而允许电流流向电荷存储器，特别是在要求电流转移电路中的二极管正向偏置以接通到存储器的传导路径的情况下。
还可以提供一种充电电路，包括：偏置去耦开关，用于可控地实质上将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线(优选地，切换控制器的输出线)去耦合，偏置输出线用于向所述第一晶体管输出电荷。因此，偏置线通常可以用于可控地向第一晶体管控制端供应电荷。在实施例中，偏置线只用于在第一晶体管导通时间的一部分中将第一晶体管偏置导通，第一晶体管的导通时间可以不是与第二晶体管的导通时间完全相同的时间间隔。
还可以提供一种充电电路，其中第一晶体管配置用于存储电荷，以在通过所述偏置去耦开关将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线去耦合时，延迟第一晶体管的关断，使得第一晶体管将所述绕组电流传导至所述电流转移电路。电荷控制模型提供了对于这种电荷存储效应的一些知识。例如，使用电荷控制模型对BJT切换的清楚说明可以在http：／／ecee.colorado.edu／～bart／book／book／chapter5／ch56.htm中找到；在Chenming Hu的“用于集成电路的现代半导体器件(ModernSemiconductor Devices for Integrated Circuits)”的第8.10节(http：／／www.eecs.berkeley.edu／～hu／Chenming-Hu_ch8.pdf)中给出了形象的分析。这些文献可以辅助理解BJT电荷存储机制，其电容可以随着BJT操作条件而改变。有利地，在第一晶体管中内部地或者固有地(例如，在BJT的基极区域中；在MOSFET的栅极电容中)实现第一晶体管的这种电荷存储来延迟关断。
附加地或者替代地，可以提供一种充电电路，其中第一晶体管外部的电容器配置用于存储电荷，以在通过所述控制去耦开关或偏置去耦开关将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线去耦时，延迟第一晶体管的关断，使得第一晶体管将所述绕组电流传导至所述电流转移电路。这种电容器可以是分立电容器，并且为了延迟关断的目的，可以单独地使用或者与第一晶体管的内部或固有电容结合使用。
还可以提供一种充电电路，其中所述电流转移电路包括半导体结，例如二极管，配置用于在正向偏置时传导所述转移的绕组电流。
还可以提供一种充电电路，其中所述电流转移电路包括开关，例如BJT或MOSFET，操作用于接通以传导所述转移的绕组电流。
还可以提供一种充电电路，其中至少第一晶体管是双极型晶体管，并且其中所述第二晶体管操作用于在双极型晶体管保持导通的同时将双极型晶体管发射极端子从参考电压线(例如接地轨)去耦合，从而通过电流转移电路(例如，包括二极管和／或开关)将双极型晶体管的发射极电流转移至电荷存储器。
还可以提供一种充电电路，其中至少第一晶体管是场效应晶体管(FET，例如MOSFET)，并且其中：所述第二晶体管操作用于在FET保持导通的同时将FET源极端子从参考电压线去耦合，从而将FET的源极电流通过电流转移电路转移至电荷存储器。
还可以提供一种包括充电电路的SMPC。
还可以提供一种SMPC，其中电感性部件包括变压器或者耦合的电感器，并且所述电荷存储器包括电容器，所述电容器配置用于从所述变压器的辅助绕组或耦合的电感器接收电荷。
SMPC可以是例如正向(forward)、回扫(flyback)、降压(buck)、升压(boost)或降压-升压转换器。
根据本发明的第三方面，提出了一种充电电路，用于向电荷存储器供应电荷，所述电荷存储器用于向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电，所述SMPC包括：电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；切换电路，包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间；切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及电荷存储器，用于向所述切换控制器供电，所述充电电路包括：用于使电流所述绕组传导通过所述第一晶体管的装置；以及用于使所述电流通过传导路径转移至所述电荷存储器的装置。
与第一和第二方面类似，优选地在“正常”操作期间和／或启动期间向电荷存储器供应电荷，以便向SMPC的切换控制器供电。
还可以提供一种充电电路，所述充电电路包括用于禁用在所述第一晶体管的控制线上接收偏置信号的装置，所述偏置信号用于向所述第一晶体管输出电荷。
还可以提供一种充电电路，其中所述用于传导电流的装置用于在所述禁用期间，例如如上所述至少在任意禁用期间第一功率开关保持导通时，将电流从所述绕组传导通过所述第一晶体管。
根据本发明的第四方面，提出了一种存储代码的存储介质，所述代码操作用于控制晶体管切换，以实现电荷存储器的充电以向开关模式功率转换器(SMPC)的切换控制器供电，所述SMPC包括：初级和次级晶体管以及绕组，所述次级晶体管耦合在初级晶体管和参考电压之间；代码在运行时：控制初级和次级晶体管导通以使电流从绕组传导至参考电压；然后在使初级晶体管保持接通的同时关断次级晶体管，从而允许将电流从所述初级晶体管通过传导路径转移至所述电荷存储器。在实施例中，存储介质可以是切换控制器。
在所附从属权利要求中限定了优选实施例。
以上方面的任意一个或多个和／或优选实施例的以上可选特征的任意一个或多个可以任意排列组合。
附图说明
为了更好的理解本发明并且为了示出如何实现本发明，现在作为示例参考附图，其中：
图1示出了第一实施例的电路示意图；
图2示出了第二实施例的电路示意图；
图3示出了说明BJT控制方案的结构的波形；
图4示出了说明实施例的BJT控制方案的波形；
图5示出了采用DC基极电压偏置的第三实施例的电路示意图；
图6示出了在变压器Tx上不存在辅助绕组的实施例的电路示意图；以及
图7a示出了实施例的控制方法的流程图；
图7b示出了控制实施例的开关以实现向实施例中的电荷存储器供电的盘载代码。
具体实施方式
一实施例使用BJT发射极电流或MOSFET源极电流在切换周期期间向转换器控制IC供电。更具体地，具有用于实现辅助再充电的相对小型结构的一优选实施例包括：射地-基地(cascode)转换器，具有从BJT发射极或MOSFET源极到辅助充电线的切换连接以及从BJT发射极或MOSFET源极至“地”的切换连接，在BJT或MOSFET导通时后者开路以提供通过前者的电流。
优选地，一实施例通过补充装置从常规“辅助绕组”向切换控制器供应工作电流。
图1示出了辅助再充电的第一实施例的电路示意图。离线功率转换器可以是任意类型的，例如回扫、升压或正向转换器，并且这里只是作为示例示出为单端设计。尽管在图1中示出了变压器Tx，但是依赖于转换器类型和应用的特性，可以采用替代的电感性部件。例如，回扫转换器可以采用耦合的电感器，并且升压转换器可以采用电感器。可以将开关QBA、QBG和QEG以及二极管DEA中的一些或全部集成到IC控制器中，如图1所示。这种方法可以将功率转换器的总部件数最小化。替代地，这些器件中的一些或者全部可以是分立部件，例如以便减小IC中的功耗和／或IC的管芯尺寸。这些器件可以任意合适的制造工艺来形成。ED和Aux端子之间的连接可以由可控开关QEA而不是二极管DEA来提供。可以通过包括电路(“Cots”)在内的电路来控制开关QBA、QBG和QEG(以及如果存在的话QEA)，可以将所述电路中的一些或全部集成到IC控制器中。替代地，图1的控制电路的任意或者全部例如“Ccts”电路或者电流源IB可以实现为分立部件。
在该实施例中，初级开关QSW是射地-基地连接(cascode)或者发射极切换结构的双极型晶体管，例如双极结型晶体管(BJT)。以虚线示出了BJT QSW的基极和发射极端子之间的电容CBE。这表示了BJT中的内在电荷存储以及在这些端子之间设置的任意附加电容的总和。QEG是IC上的低电压高电流开关，控制QSW发射极电流至参考电压，在此该参考电压选择为0V(Gnd)。采用射地-基地结构的益处有：由于QEG是低电压器件，从而可以快速切换，无论是接通还是关断；高电压耐受能力，伴随有利的反向偏置安全操作区(RBSOA)；和／或由于使用QSW的增益来产生启动电流的能力而导致的低无负载功耗。在启动时，从VIN通过启动电阻器RSTART的小电流使QSW基极电压上升，将QSW偏置以传导集电极-发射极电流。该电流是流过RSTART的基极电流乘以Qsw增益，该电流经由二极管DEA流至IC的电荷存储器CAUX(因为开关QBA、QBG和QEG关断)。因此，可以选择RSTART具有相对较大的值，例如约40MΩ，允许减小RSTART中的功耗。
代替将射地-基地结构的BJT的基极端子偏置到DC电压以在发射极开关QEG接通时确保传导，本实施例采用QSW基极端子的切换以更加精确地控制BJT的操作：经由开关QBG将QSW基极端子连接到低参考电压，该低参考电压在图1中选择为Gnd。QSW基极端子还经由开关QBA连接到电流源IB。IB可以是有源电流源，或者简单地是与电压源如Aux(辅助)轨相连的电阻器。
有利地，这种切换基极和发射极方法可以保持射地-基地结构固有的开路发射极切换的可靠性益处，而且还限制了关断期间发射极的峰值电压摆幅。在发射极端子开路时，如果峰值发射极电压没有引起任何电流流到相连的电路(例如DEA)中，则通常不可能存在BJT中的电流增益。在发射极电流不能流动的情况下，BJT可以在关断期间和紧接关断之后承受较高的集电极电压，而不存在可能劣化功率效率和可靠性的不利击穿。实际的结果可能是利用适当的切换控制，与只存在基极切换或者只存在发射极切换的结构相比，这种结构中BJT的可施加击穿电压可以更高。这可以为基极+发射极切换的结构增加成本优势。
利用一些改进，可以采取同样的方法来切换场效应晶体管(FET)，例如如图2所示的金属-氧化物-半导体FEI(MOSFET)。
在基于图1的实施例中，变压器TX称作电感性部件，其耦合用于从输入VIN接收功率。开关QSW和QEG分别提供切换电路的第一和第二开关晶体管，其中可以通过切换控制器“Ccts”控制第二晶体管的切换，并且至少通过晶体管的控制线(例如，基极端子)上的偏置信号来控制第一晶体管的切换。电容器CAUX形式的电荷存储器配置用于从包括例如可控开关和／或二极管DEA(通常均包括半导体结以允许正向偏置电流流动)的传导路径接收电流。因此，可以提供包括这种传导路径的电流转移路径以从Qsw抽取电流至Caux。可以提供第一开关晶体管Qsw外部的附加电容器CBE，以辅助第一开关晶体管Qsw传导转移至传导路径的电流；然而，晶体管Qsw的固有电容可以在这一方面进行辅助，无论有或者没有外部电容器。这种电流通过传导路径的流动可以通过第二晶体管QEG将晶体管Qsw从参考电压线例如图1所示的Gnd去耦合来实现。
进一步考虑图1，QBA可以称作偏置去耦开关，其耦合在偏置输出线(来自例如电流源IB)和用于向第一开关晶体管Qsw的控制线(例如，基极)提供偏置信号的输出线之间。
通过开关QEG、QBG和QBA以及电流源IB的适当控制，可以实现多种BJT控制技术。在图3中提供了基本方案的说明，该图从上到下示出了沿时间轴在时刻t1、t4和t5的开关QBA、QEG、QBG的状态和IBD、IED和VCE的变化。(注意：例如时刻t2的省略并不暗示任何内容)。
在图3的结构中，波形QBA、QEG和QBG示出了这些开关的逻辑状态，较高的电平表示开关接通状态，并且较低的电平表示开关关断状态。在这一简单示例中，在时间t1同时接通(即，导通)开关QBA和QEG，在将QSW的发射极端子连接到Gnd的同时从IC端子BD提供基极电流驱动IBD。这接通了QSW，使得电流流过变压器Tx的初级绕组至地。以与QBA和QEG相反的相位控制开关QBG。当在时间t4接通时，开关QBG提供低阻抗以反转基极电流，示出为基极电流IBD上的负波瓣，并且当QSW在时间t5关断时，维持可靠的关断。在这一简单示例中，在接通QBA的同时将来自电流源IB的基极电流保持在恒定值。在图3中将进入IC的ED管脚中的QSW发射极电流IED示出为通过回扫转换器中耦合电感器的初级绕组的典型斜坡电流，但这只是作为方便的示例(实施例一般地可应用于其他转换器类型，例如正向、升压、降压或其他转换器拓扑)。波形VCE表示BJT QSW的集电极-发射极电压，示出了阻断阶段和传导阶段。注意：在时间t4和t5之间，初级电感器电流继续。这种电流可以经由IC端子BD和开关QBG作为反向基极电流而流至地。因此，开关QBG优选地能够传导与开关QEG传导的电流同样大的电流。
然而，一实施例可以提供IC电荷存储电容器CAUX两端的电压VAUX的改进管理。在图4中示出了示例波形。
与图3的控制方案不同，在图4的BJT控制方案实施例中，在早于t4的时间t3时关断QEG，而QBG保持关断。在时间t5之前由于所存储的电荷维持QSW处于其接通状态，所以QSW发射极端子电压上升直至二极管DEA正向偏置。这强制QSW发射极电流通过DEA经由IC的Aux端子至CAux，或者如果使用分立二极管DEA则强制发射极电流直接通过DEA至CAux。换句话说，在受控的时间段中，集电极电流流至CAux而不是Gnd，提供了IC的替代电源。因为开关QBA、QEG和QBG都是关断的，所以QSW基极端子电压随着其发射极端子电压而上升，在图4中将发射极端子电压示出为VEG。图4中示出的VAux的增加表示辅助再充电。
尽管在图4的方案中在时间t3禁用了基极驱动，即开关QBA和／或电流源IBD，但是优选地可以在QSW发射极电流流经DEA至CAux的同时，在从时间t3到时间t4的时间段中的一些或全部中继续驱动基极端子。由于QSW的发射极端子电压上升，这可能要求施加较高的基极偏置电压。例如，基极偏置电压的这种增加可以通过在Aux轨和QSW基极端子之间使用诸如电荷泵之类的电压转换器来实现。
参考图2的MOSFET QSW实施例和图4的波形，应该注意：在开关QSG关断的同时，由QGA建立并且由栅极-源极电容CGS保持的栅极-源极电压保持QSW导通，因为QSW栅极端子电压随着其源极端子电压而上升。只要开关QGG和QGA保持关断就基本上满足这种情况。
尽管图4示出了辅助再充电时间段发生在该切换周期中已经转移了所有的基极电流之后，但是替代的时序可以是优选的。例如，一旦QSW已经达到了所需的饱和程度，可以在基极电流驱动的初始时间段之后关断QBA和QEG。可以在辅助再充电时间段之后通过接通开关QBA和QEG将另外的基极电流施加至QSW，以保持所需的饱和程度。在辅助再充电时间段期间转移至CAux的电荷的量依赖于QBG和QEG以及可选地QBA关断的时间段长度以及在该时间段期间QSW的集电极电流的幅度。因此可以针对给定的应用来优化辅助再充电时间段的时序。例如，尽管图4中所示的辅助再充电时间段紧接在基极驱动电流结束之后，但是可以通过延迟开关QEG的关断，使其在t4之前的任意时间开始。
在本实施例中，可以通过接通开关QBG和QEG中的任一个或者两者来立即终止辅助再充电。例如，对于回扫或正向转换器，如果在接近QSW集电极电流最大时的BJT导通时间段末端发生辅助再充电，则辅助再充电效应通常最大。在较高功率转换器中，如果在BJT导通时间段的早期发生辅助再充电，则辅助再充电效果可能是足够的；这也可以避免过量的切换电流通过二极管DEA。
尽管以上讨论关注于图1的切换基极和发射极结构，但是本技术的实质可应用于其他射地-基地结构。例如，采用DC基极电压偏置的方法也可以使用例如图5所示的辅助再充电技术。
图5的实施例示出了在升压转换器的场景中辅助再充电的示例。升压电感器LBoosT代替了变压器(或者耦合电感器)Tx，并且将辅助绕组示出为IC的示例电源。然而，该实施例同样可应用于上述的其他转换器类型。偏置电路确保了当要求电感器电流流动时保持开关QSW接通。这种电感器电流可以在开关QEG接通时经由该开关QEG流至低参考电压(Gnd)，或者在QEA开关接通时经由该开关QEA流动至CAux。在QSW导通时间期间，可以通过关断开关QEG并且接通开关QEA来使能辅助再充电时间段。在辅助再充电期间，QSW发射极电压上升为略大于Aux电容器CAux的电压。这提供了对于QSW基极端子所要求的偏置电压的指导。为了关断开关QSW从而停止电感器电流，将开关QEG和开关QEA两者都关断。
偏置电路可以包括用于在开关QSW的控制端子(即，BJT的基极或MOSFET或IGBT的栅极)处提供所需电压的任意合适装置。因此，偏置电路可以包括电阻性、电容性和／或电感性部件、整流器和／或开关等的组合。电压偏置源可以是任意合适的电压源，例如干线输入电压VIN、与电感性部件相关联的绕组和／或诸如电池之类的DC电压源。
在任意实施例中，通过检测VAux并且将VAux与参考电平进行比较，例如使用在图1的IC控制器中的“Ccts”中包括的电路，可以通过IC控制器来判定在切换周期中是否需要辅助再充电。这种检测和比较可以附加地用于确定切换周期中辅助再充电时间段的长度和／或时序。因为可以控制辅助再充电，所以辅助再充电可以用于将VAux调节到所需值。与典型的转换器(其Vaux变化较大，并且通常在需要最高基极电流时Vaux最高)相比，较低的电压(例如3V)可以允许在较低的电阻性损耗下产生基极电流。
在一实施例中，在每一个周期中可以使用辅助再充电来将比取自基极驱动电流多的电荷传送给CAux。这是因为BJT QSW的电流增益与基极电流相乘而得到发射极电流，并且意味着可以存在盈余来操作控制器。
以上一般地关注于基于BJT的转换器的一种挑战性情况。然而，实施例一般地可应用于射地-基地结构使用任意组合的场效应晶体管(例如MOSFET)和／或双极型晶体管(例如BJT)的情况。因此在替代实施例中，可以采用MOSFET或IGBT而不是BJT作为源极-切换射地-基地结构中的QSW。在图2中示出了这种结构。在这种情况下，在辅助再充电期间充电的栅极-源极电容而不是累积的基极电荷保持MOSFET或IGBT导通。替代地，可以采用DC栅极电压偏置结构，所述DC栅极电压偏置结构等价于图5所示的DC基极电压偏置结构。
对于一些应用，辅助再充电可能是用于向IC电荷存储电容器CAUX供应电流的唯一机制。这使得能够从变压器TX中省略辅助绕组，并且在图6中示出。
图6的实施例有利地实现成本和空间节省，并且避免了与省略的辅助绕组及二极管DAux相关联的设计和电磁干扰问题。也可以将存储电容器CAUX置于IC内部。这可以消除分立电容器CAUX和专用的IC端子Aux，其可以用于其他功能或者彻底省略。
图7a示出了可以在以上或其他实施例的任一个中实现的方法。优选地，该方法包括控制过程，其中通过诸如切换控制器(如图1、2、5中的IC所示)之类的控制器来控制开关QBA、QBG、QEG和／或QSW(或者适当情况下QGA、QGG、QSG和／或QSW)以实现该方法。这种控制还可以包括控制在二极管DEA(DSA)之外附加地设置或者替代二极管DEA(DSA)设置的开关，以接通到电荷存储器的传导路径。
本发明还提供了处理器控制代码，以在例如优选地配置有切换控制器或者形成切换控制器的嵌入式处理器上实现上述实施例，例如上述控制过程。代码可以设置在载体上，例如盘(如图7b所示)、CD-ROM或DVD-ROM、诸如只读存储器之类的已编程存储器(固件)，或者设置在诸如光信号载体或电信号载体之类的数据载体上。用于实现本发明实施例的代码(和／或数据)可以包括常规编程语言例如C(解释或者编译的)的源代码、目标代码或可执行代码，或者汇编代码、用于设立或控制ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)的代码、或者诸如Verilog(商标)或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言)之类的用于硬件描述语言的代码。本领域普通技术人员应认识到，这种代码和／或数据可以分布在彼此通信的多个耦合部件间。
一般而言，按照所述方式对VAux的控制可以在以下的一个或多个方面特别有利：
-启动：辅助再充电可以允许在每一个切换周期中向CAux添加电荷，在输出和偏置绕组电压上升之前提供足够的IC偏置功率。这可以简化常规转换器的初始CAux充电和启动能力之间的平衡，特别是在驱动具有高输入电容的负载时。替代地或附加地，辅助再充电可以使得能够使用较高启动电阻器RSTART和／或较小存储电容器CAux。这可以减小RSTArT中的功耗和／或启动时间；和／或
-低阻抗负载：当稳态输出和偏置绕组电压接近零时，辅助再充电可以提供IC偏置功率，允许保持转换器输出电流控制。这甚至在输出短路条件下也是可能的。
毫无疑问，本领域普通技术人员将清楚许多其他有效替代。应该理解，本发明不局限于所述实施例，并且包含在所附权利要求的精神和范围内普通技术人员清楚的改进。

Claims (30)

1.一种向开关模式功率转换器SMPC的切换控制器供电的方法，所述SMPS包括：
电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；
切换电路，包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间；
切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及
电荷存储器，用于向所述切换控制器供电，
所述方法包括：
使电流从所述绕组流动通过所述第一晶体管；以及
将所述电流通过传导路径转移到所述电荷存储器。
2.根据权利要求1所述的方法，包括：禁用在所述第一晶体管的控制线上接收偏置信号，所述偏置信号用于向所述第一晶体管输出电荷。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述流动和转移在所述切换电路的切换周期期间进行，所述切换周期允许将输出电压的电力输出到负载。
4.根据任一前述权利要求所述的方法，其中第一晶体管存储电荷，以在转移所述电流期间保持所述第一晶体管导通。
5.根据任一前述权利要求所述的方法，其中第一晶体管外部的电容器存储电荷，以在转移所述电流期间保持所述第一晶体管导通。
6.根据任一前述权利要求所述的方法，其中在转移所述电流期间，与所述第一晶体管的控制线相连的偏置电路保持所述第一晶体管导通。
7.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述转移包括接通所述传导路径，以传导所述电流通过所述传导路径至所述电荷存储器。
8.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述转移包括：
将参考电压线从所述传导路径去耦合，从而使所述电流通过所述传导路径流至所述电荷存储器。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述去耦合包括在所述第一晶体管保持接通的同时关断所述第二晶体管。
10.根据任一前述权利要求所述的方法，其中至少第一晶体管是双极型晶体管，并且其中所述转移包括转移双极型晶体管的发射极电流以通过传导路径流至电荷存储器。
11.根据任一前述权利要求所述的方法，其中至少第一晶体管是场效应晶体管FET，并且其中所述转移包括转移FET的源极电流以通过传导路径流至电荷存储器。
12.根据任一前述权利要求所述的方法，其中电感性部件是变压器或耦合电感器，所述方法包括从所述变压器的辅助绕组或耦合电感器对所述电荷存储器充电。
13.根据任一前述权利要求所述的方法，其中所述切换控制器控制所述第一晶体管的切换。
14.一种存储指令的存储介质，所述指令使可编程处理设备操作用于执行根据权利要求1至13中任一项所述的方法。
15.一种充电电路，用于向电荷存储器供应电荷，所述电荷存储器用于向开关模式功率转换器SMPC的切换控制器供电，所述SMPC包括：
电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；
切换电路，包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间，并且用于接收绕组电流，其中所述绕组电流是来自所述绕组的电流；
切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及
电荷存储器，耦合用于向所述切换控制器供电，
所述充电电路包括：
电流转移电路，用于将所述绕组电流从第一晶体管传导至所述电荷存储器；以及
所述第二晶体管配置为将参考电压线从所述电流转移电路可控地去耦，以使所述绕组电流通过所述电流转移电路流至所述电荷存储器。
16.根据权利要求15所述的充电电路，包括偏置去耦开关，用于可控地将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线去耦合，所述偏置输出线用于向所述第一晶体管输出电荷。
17.根据权利要求16所述的充电电路，其中第一晶体管配置用于存储电荷，以在通过所述偏置去耦开关将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线去耦合时延迟第一晶体管的关断，使得第一晶体管将所述绕组电流传导至所述电流转移电路。
18.根据权利要求16或17所述的充电电路，其中第一晶体管外部的电容器配置用于存储电荷，以在通过所述偏置去耦开关将所述第一晶体管的控制线从偏置输出线去耦合时延迟第一晶体管的关断，使得第一晶体管将所述绕组电流传导至所述电流转移电路。
19.根据权利要求15至18中任一项所述的充电电路，其中所述电流转移电路包括半导体结，所述半导体结配置用于在正向偏置时传导所述转移的绕组电流。
20.根据权利要求15至19中任一项所述的充电电路，其中所述电流转移电路包括开关，所述开关操作用于接通以传导所述转移的绕组电流。
21.根据权利要求15至20中任一项所述的充电电路，其中至少第一晶体管是双极型晶体管，并且其中
所述第二晶体管操作用于在双极型晶体管保持导通的同时将双极型晶体管发射极端子从参考电压线去耦合，从而通过电流转移电路将双极型晶体管的发射极电流转移至电荷存储器。
22.根据权利要求15至21中任一项所述的充电电路，其中至少第一晶体管是场效应晶体管FET，并且其中：
所述第二晶体管操作用于在FET保持导通的同时将FET源极端子从参考电压线去耦合，从而将FET的源极电流通过电流转移电路转移至电荷存储器。
23.一种SMPC，包括根据权利要求15至22中任一项所述的充电电路。
24.根据权利要求23所述的SMPC，其中所述电感性部件包括变压器或者耦合电感器，并且所述电荷存储器包括电容器，所述电容器配置用于从所述变压器的辅助绕组或耦合电感器接收电荷。
25.根据权利要求23或24所述的SMPC，其中SMPC是正向、回扫、降压、升压或降压-升压转换器。
26.一种充电电路，用于向电荷存储器供应电荷，所述电荷存储器用于向开关模式功率转换器SMPC的切换控制器供电，所述SMPC包括：
电感性部件，具有耦合用于从所述SMPC的输入接收电力的绕组；
切换电路，包括第一开关晶体管和第二开关晶体管，所述第一晶体管串联耦合在所述绕组和所述第二晶体管之间；
切换控制器，用于控制所述第二晶体管的切换；以及
电荷存储器，用于向所述切换控制器供电，
所述充电电路包括：
用于使电流所述绕组传导通过所述第一晶体管的装置；以及
用于使所述电流通过传导路径转移至所述电荷存储器的装置。
27.根据权利要求26所述的充电电路，所述充电电路包括用于禁用在所述第一晶体管的控制线上接收偏置信号的装置，所述偏置信号用于向所述第一晶体管输出电荷。
28.根据权利要求27所述的充电电路，其中所述用于传导电流的装置用于在所述禁用期间将电流从所述绕组传导通过所述第一晶体管。
29.一种SMPC，包括根据权利要求26至28中任一项所述的充电电路。
30.一种存储代码的存储介质，所述代码操作用于控制晶体管切换，以使能电荷存储器的充电以向开关模式功率转换器SMPC的切换控制器供电，所述SMPC包括：初级和次级晶体管以及绕组，所述次级晶体管耦合在初级晶体管和参考电压之间；所述代码在运行时用于：
控制初级和次级晶体管导通以使电流从绕组传导至参考电压；然后
在使初级晶体管保持接通的同时关断次级晶体管，从而允许将电流从所述初级晶体管通过传导路径转移至所述电荷存储器。
CN201410057906.7A 2013-02-20 2014-02-20 辅助再充电 Active CN104038037B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361767023P 2013-02-20 2013-02-20
US61/767,023 2013-02-20
US201361888778P 2013-10-09 2013-10-09
US61/888,778 2013-10-09

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104038037A true CN104038037A (zh) 2014-09-10
CN104038037B CN104038037B (zh) 2018-02-16

Family

ID=51350674

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410057906.7A Active CN104038037B (zh) 2013-02-20 2014-02-20 辅助再充电

Country Status (2)

Country Link
US (2) US9531264B2 (zh)
CN (1) CN104038037B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106160206A (zh) * 2015-03-31 2016-11-23 通用电气公司 电源***及能量存储***
CN109039048A (zh) * 2017-06-12 2018-12-18 凌力尔特科技控股有限责任公司 电力转换器电路中开关电容器的软充电
CN111835194A (zh) * 2015-12-16 2020-10-27 德州仪器公司 栅极能量回收
CN113037070A (zh) * 2019-12-25 2021-06-25 上海芯熠微电子有限公司 开关电源快速启动电路

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9735663B2 (en) 2013-02-20 2017-08-15 Power Integrations, Inc. BJT drive scheme
US9673692B2 (en) * 2013-03-15 2017-06-06 Nxp Usa, Inc. Application of normally closed power semiconductor devices
US9621050B2 (en) * 2013-05-31 2017-04-11 Power Integrations, Inc. Storage time control
US9525333B1 (en) 2015-06-05 2016-12-20 Power Integrations Limited BJT driver with dynamic adjustment of storage time versus input line voltage variations
US10975827B2 (en) * 2018-09-26 2021-04-13 Semiconductor Components Industries, Llc Ignition control system with circulating-current control
US11979090B2 (en) 2021-08-12 2024-05-07 Power Integrations, Inc. Power converter controller with branch switch

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1198850A (zh) * 1996-06-21 1998-11-11 菲利浦电子有限公司 用于具有可充电电池的装置的电源***和用于这种电源***的电源单元与装置
CN1806380A (zh) * 2003-06-18 2006-07-19 崇贸科技股份有限公司 具有改进的负载调节的初级端调节的脉宽调制控制器
CN102055319A (zh) * 2009-11-02 2011-05-11 Nxp股份有限公司 具有用于改善效率的栅电阻器的电压调节器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061225B2 (en) * 2004-06-29 2006-06-13 System General Corp. Apparatus and method thereof for measuring output current from primary side of power converter
US7274575B2 (en) * 2005-08-05 2007-09-25 Power-One, Inc. AC coupled bias circuit for power converters
US7636246B2 (en) 2007-08-10 2009-12-22 Active-Semi, Inc. Start-up time reduction in switching regulators
US20100309689A1 (en) * 2009-06-03 2010-12-09 David Coulson Bootstrap Circuitry
CN102280995A (zh) * 2011-08-29 2011-12-14 上海新进半导体制造有限公司 开关电源集成电路
US11641162B2 (en) * 2013-04-09 2023-05-02 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for generating a supply voltage for a switching regulator

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1198850A (zh) * 1996-06-21 1998-11-11 菲利浦电子有限公司 用于具有可充电电池的装置的电源***和用于这种电源***的电源单元与装置
CN1806380A (zh) * 2003-06-18 2006-07-19 崇贸科技股份有限公司 具有改进的负载调节的初级端调节的脉宽调制控制器
CN102055319A (zh) * 2009-11-02 2011-05-11 Nxp股份有限公司 具有用于改善效率的栅电阻器的电压调节器

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106160206A (zh) * 2015-03-31 2016-11-23 通用电气公司 电源***及能量存储***
US10483872B2 (en) 2015-03-31 2019-11-19 General Electric Company Power supply system and energy storage system
CN111835194A (zh) * 2015-12-16 2020-10-27 德州仪器公司 栅极能量回收
CN109039048A (zh) * 2017-06-12 2018-12-18 凌力尔特科技控股有限责任公司 电力转换器电路中开关电容器的软充电
TWI742287B (zh) * 2017-06-12 2021-10-11 美商凌力爾特控股有限責任公司 切換式電容器功率轉換器及電子系統
CN113037070A (zh) * 2019-12-25 2021-06-25 上海芯熠微电子有限公司 开关电源快速启动电路
CN113037070B (zh) * 2019-12-25 2022-11-29 上海芯熠微电子有限公司 开关电源快速启动电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20170063214A1 (en) 2017-03-02
US9531264B2 (en) 2016-12-27
US20140232187A1 (en) 2014-08-21
CN104038037B (zh) 2018-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104038037A (zh) 辅助再充电
KR101324806B1 (ko) 동기식 프리휠링 ｍｏｓｆｅｔ를 구비한 부스트 및 업다운 스위칭 레귤레이터
US7345894B2 (en) Cascode switch power supply
US7126314B2 (en) Non-synchronous boost converter including switched schottky diode for true disconnect
CN101755380B (zh) 具有续流mosfet的降压开关稳压器
US9735663B2 (en) BJT drive scheme
CN101197541B (zh) 电源控制器的结构及其形成方法
US20100309689A1 (en) Bootstrap Circuitry
US10186944B2 (en) Switching power supply and the controller thereof
US20160285386A1 (en) Rectifier
CN101944837B (zh) 用于控制功率晶体管的器件
US10707767B2 (en) Two-level switch driver for preventing avalanche breakdown for a synchronous rectification switch in a power converter operating in a low-power burst mode
US10243451B1 (en) System and method for powering a switching converter
US8981819B2 (en) Proportional bias switch driver circuit with current transformer
US11329646B2 (en) Switch device having a pulldown transistor and a voltage clamp
US20150115926A1 (en) Power supply device
Seidel et al. 25.3 A 1.3 A gate driver for GaN with fully integrated gate charge buffer capacitor delivering 11nC enabled by high-voltage energy storing
US7248093B2 (en) Bipolar bootstrap top switch gate drive for half-bridge semiconductor power topologies
US8497719B2 (en) Slew rate PWM controlled charge pump for limited in-rush current switch driving
US8611118B2 (en) Gate drive controller circuit with anti-saturation circuit and power up circuit therefor
CN104682677B (zh) 切换控制电路及用于提供附加基极驱动的方法
CN108736748B (zh) 电源转换装置及其同步整流控制器
CN102403896A (zh) 基于MOSFET的自激式Boost变换器
US20210408920A1 (en) Flyback power-converting device with zero-voltage switching and method for flyback converting power with zero-voltage switching
US10819234B2 (en) Switching converter with a self-operated negative boost switch

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: INTEGRATED POWER CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: CAMBRIDGE SEMICONDUCTOR LIMITED

Effective date: 20150508

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20150508

Address after: Cayman Islands Grand Cayman

Applicant after: The integrated Co., Ltd of power supply

Address before: Cambridge County

Applicant before: Cambridge Semiconductor Ltd.

C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant