CN103997223B - 一种同步整流驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种同步整流驱动电路，包括并联连接在电源端的四个MOS管，MOS管a和b接电源，四个MOS管接变压器初级，变压器的次级同名端接一同步整流管a再串接一输出滤波电感与变压器次级中心抽头并联一组输出滤波电容和负载，或变压器次级中心抽头串接一输出滤波电感后与同步整流管a并联输出滤波电容和负载；变压器的次级非同名端与同步整流管a和输出滤波电感之间的节点接一同步整流管b；变压器的次级非同名端与同步整流管a之间并联连接有源极电压调理电路；所述同步整流管b与有源极电压调理电路之间并联连接有智能同步整流控制芯片IR1167。该组合电路提高了同步整流驱动的稳定性，避免由于寄生振荡导致的同步整流管误动作。

Description

一种同步整流驱动电路
技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及开关电源中的同步整流驱动电路。
背景技术
在输入高压、输出低压大电流场合中，普遍采用如图1所示的全波整流电路，在一个半周内电流流过整流二极管120(或121)，而在另一个半周内电流流经另一个整流二极管121(或120)。相对于桥式整流电路而言，全波整流电路节省了一半的整流器件，整流回路也少了一次管压降，因此广泛应用于输出低压的场合，由于单个二极管导流能力有限，输出整流二极管120和121一般由多个二极管并联。但由于整流二极管的导通压降较高，快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0～1.2V，即使是低压降的肖特基二极管(SBD)，也会产生大约0.6V的压降，这就使得输出整流电路损耗增大，电源效率降低，在低压大电流场合这种损耗体现的尤为明显。而采用同步整流技术的变换器，则可极大降低输出大电流时的整流损耗。
同步整流技术是用通态阻抗极低的电力MOSFET来取代传统整流二极管以降低整流损耗，采用同步整流技术的全波整流如图2所示，其中122和123是同步整流MOSFET，大电流时其导通压降与二极管相比要低的多，如型号为FQP140N03L的MOSFET，导通阻抗只有3.8mΩ，输出电流为20A时的导通压降为76mV，因此采用低压电力MOSFET作为整流器件可极大提高低压大电流变换器的输出效率。
同步整流管的驱动方式大体也分为两种，一种是使用耦合器件把原边切换信息传到副边来控制同步整流管开关，通常利用两个电流传感器，两个高速比较器和两个大电流、低延时的驱动器，这就增加了变换器的复杂程度，成本较高，另外耦合器件的延时使得同步整流响应慢，且较多的器件降低了控制电路可靠性。
比较之下，另一种不依赖原边驱动信号的副边同步整流方式更受欢迎。副边同步整流的基本方法是模拟肖特基二极管的工作方式，即在反向电压下关断，在正向电压下接通。图3是移相全桥变换器工作时序波形图，用以说明图2中不依赖于原边驱动信号的同步整流管a122和123的工作时序。t1时刻前MOS管101、102开通，MOS管100和103关断，原边电流由输入的正端经MOS管101、变压器110、MOS管102流回输入负端，变压器副边感应电压为下正上负，同步整流管a122的体二极管反偏截止，漏源电压VDS为高电平，同步整流管b123的体二极管正偏导通，电流流过体二极管，同步整流管b123的源极电压高于漏极电压，即VDS成为一个负值。t1时刻MOS管102关断100导通，变压器原边均为母线电压，变压器副边感应电压消失，同步整流管a122与b123的体二极管不承受正偏电压。t2时刻MOS管103开通101关断，原边电流由输入的正端经MOS管100、变压器110、MOS管103流回输入负端，变压器副边感应电压为上正下负，同步整流管b123的体二极管反偏截止，漏源电压VDS为高电平，122的体二极管正偏导通。t3时刻100关断102导通，变压器原边均为零电压，变压器副边感应电压消失，同步整流管a122与b123的体二极管不承受正偏电压。后续工作时序与此类似，这里不再赘述。
t1时刻前MOS管101、102开通，MOS管100和103关断，原边电流由输入的正端经MOS管101、变压器110、MOS管102流回输入负端，变压器副边感应电压为下正上负，同步整流管a122的体二极管反偏截止，漏源电压VDS为高电平，同步整流管b123的体二极管正偏导通，电流流过体二极管，同步整流管b123的源极电压高于漏极电压，即VDS成为一个负值。t1时刻MOS管102关断100导通，变压器原边均为母线电压，变压器副边感应电压消失，同步整流管a122与123的体二极管不承受正偏电压。t2时刻MOS管103开通101关断，原边电流由输入的正端经MOS管100、变压器110、MOS管103流回输入负端，变压器副边感应电压为上正下负，同步整流管b123的体二极管反偏截止，漏源电压VDS为高电平，同步整流管a122的体二极管正偏导通。t3时刻MOS管100关断102导通，变压器原边均为零电压，变压器副边感应电压消失，同步整流管a122与b123的体二极管不承受正偏电压。
智能同步整流技术正是基于上述工作原理控制整流开关管工作的，它通检测整流开关管的漏源电压，与两个电平阈值(VTH1和VTH2)比较，如图4，当|VDS|>|VTH2|时开通开关管，当|VDS|<|VTH1|时关断开关管。开关管导通后源极到漏极电压会下降到RDSon·ID，而且此时变压器漏感和初级开关管输出电容之间会产生寄生震荡，导致整流开关管上有电压振铃而会令VDS电平下降到|VTH1|，可能导致误关断。
发明内容
本发明的目的在于提供一种用于副边同步整流管的智能同步整流驱动电路，所要解决的技术问题是通过增加简单模拟电路提高同步整流驱动的稳定性，避免由于寄生振荡导致的同步整流管误动作。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。
一种同步整流驱动电路，包括并联连接在电源端的四个MOS管a、MOS管b、MOS管c、MOS管d，
所述MOS管a和MOS管b的漏端、MOS管c和MOS管d的源端接电源，所述MOS管a的源端和MOS管c的漏端接变压器初级的同名端，所述MOS管b的源端和MOS管d的漏端接变压器初级的非同名端；
所述变压器的次级同名端接一同步整流管a，同步整流管a串接一输出滤波电感后与变压器次级中心抽头并联一组输出滤波电容和负载；或者变压器次级中心抽头串接一输出滤波电感，同步整流管a与输出滤波电感并联一组输出滤波电容和负载；
所述变压器的次级非同名端与同步整流管a和输出滤波电感之间的节点接一同步整流管b；
所述变压器的次级非同名端与同步整流管a之间并联连接有源极电压调理电路；所述同步整流管b与有源极电压调理电路之间并联连接有智能同步整流控制芯片IR1167。
进一步地，所述变压器的次级同名端接一同步整流管a，同步整流管a的源端接变压器的次级同名端，漏端分别接源极电压调理电路、同步整流管b和输出滤波电感。
进一步地，所述同步整流管b的源端接变压器的次级非同名端，漏端分别接智能同步整流控制芯片IR1167和同步整流管a与输出滤波电感之间的节点；栅端接智能同步整流控制芯片IR1167。
进一步地，所述源极电压调理电路由一个RC滤波电路和一个高阻值电压调理电阻组成，所述RC滤波电路由电容和电阻并联组成。
进一步地，所述并联连接的电容和电阻一端与同步整流管b的源端相接，另一端分别接高阻值电压调理电阻至同步整流管a的漏端与输出滤波电感之间的节点和智能同步整流控制芯片IR1167。
由上述技术方案可知，本发明具有以下有益效果：
依据本发明所采用的全波整流装置和智能同步整流控制器的检测原理，为消除开通和关断瞬间的误动作，在MOSFET源极检测端串接源极滤波电路对采样电平进行滤波，以减小同步整流管导通时寄生振荡导致的电平波动。
所述的源极滤波电路为阻容器件，由电容和电阻并联组成，所述阻容并联电路一端连接所述源极电压，另一端连接智能同步整流驱动芯片的源极电平检测端，通过调节电阻和电容值，调节对源极电平振荡的滤波效果。
为进一步消除同步整流管(如a122)开通后，另一侧同步整流管(如b123)关断瞬间产生的电压振荡引起的误关断，所述智能同步整流控制器的源极电平检测端通过一高阻值电阻连接到另一侧同步整流管(如b123)的漏极，另一侧同步整流管(如b123)关断时VDS可通过高阻值电阻向所述源极滤波电路中的电容器充电，抬高智能同步整流控制器源极检测端的电平，提高另一侧同步整流管(如b123)关断瞬间智能同步整流控制器抗干扰性。
本发明采用在同步整流驱动控制器IR1167源极电压检测端与同步整流管源极之间增加源极电压调理电路，当另一侧同步整流管关断时产生寄生振荡传递到当前同步整流管源极时，经过源极电压调理电路中RC滤波电路可消除整流管源极电平的高频振荡，同时连接到另一侧同步整流管漏极的高阻值电阻可抬高智能同步整流控制器源极电平检测端电压，增加智能同步整流控制器的抗干扰能力，从而避免由于寄生振荡导致的误动作。
本发明所采用的IR1167智能驱动控制方式结合增加的源极电压调理电路，将其可用于移相全桥变换器副边的低压大电流全波同步整流电路中，也可以用于其它拓扑变换器的全波同步整流场合，用于提高变换器整流效率。
附图说明
图1是非同步整流的全桥变换器全波整流电路示意图；
图2是同步整流的全桥变换器全波整流电路示意图；
图3是全桥变换器同步整流工作时序示意图；
图4是智能同步整流控制器检测阈值示意图；
图5是移相全桥变换器副边同步整流驱动电路示意图；
图6是源极电压调理电路在全桥变换器同步整流控制电路中应用示意图；
图7是移相全桥变换器副边同步整流驱动电路另一种实施方式示意图；
图8是源极电压调理电路组成示意图；
图9-A是没有源极电压调理电路的同步整流驱动信号及对应VDS(以同步整流管a122为例)波形图；
图9-B是两路同步整流管驱动信号波形图；
图10-A是有源极电压调理电路的同步整流驱动信号及VDS(以同步整流管a122为例)波形图；
图10-B是两路同步整流管驱动信号波形图。
主要组件符号说明：
100、MOS管a；101、MOS管b；102、MOS管c；103、MOS管d；110～变压器；120、121～整流二极管；122～同步整流管a、123～同步整流管b；130～输出滤波电感；140～输出滤波电容；150～负载；160～源极电压调理电路；161、163～电阻；162～电容；Vi～输入电压；Np～变压器原边绕组；Ns1～变压器副边绕组1；Ns2～变压器副边绕组2；Vo～输出电压；VG-100、VG-101、VG-102、VG-103～全桥功率MOS管的驱动信号；VDS-122、VDS-123～同步整流管122、123两端漏源电压；VG-122、VG-123～同步整流管122、123的栅极驱动信号s；RDSon～同步整流管的导通阻抗；ID～同步整流管的通流电流；VD～智能同步整流驱动芯片漏极电平检测端；VS～智能同步整流驱动芯片源极电平检测端；PWM～同步整流管驱动。
具体实施方式
在以下的具体实施方式中，将以本发明在实际应用波形来详细说明，为使发明主题更突出，以下将不再具体描述变压器(110)前端为技术人员所熟知的移相全桥电路工作原理。
图5所示，本发明在移相全桥变换器副边同步整流驱动电路示意图。
该同步整流驱动电路，包括并联连接在电源端的四个全桥功率MOS管，包括MOS管a100、MOS管b101、MOS管c102、MOS管d103，其中，MOS管a100和MOS管b101的漏端、MOS管c102和MOS管d103的源端接电源，MOS管a100的源端和MOS管c102的漏端接变压器初级的同名端，MOS管b101的源端和MOS管d103的漏端接变压器初级的非同名端；所述变压器的次级同名端接一同步整流管a122，同步整流管a122串接一输出滤波电感130后与变压器次级中心抽头并联一组输出滤波电容140和负载150；变压器的次级同名端接一同步整流管a122，同步整流管a122串接一输出滤波电感130后与变压器次级中心抽头并联一组输出滤波电容140和负载150；变压器的次级非同名端与同步整流管a122和输出滤波电感130之间的节点接一同步整流管b123；变压器的次级非同名端与同步整流管a122之间并联连接有源极电压调理电路160；所述同步整流管b123与有源极电压调理电路160之间并联连接有智能同步整流控制芯片IR1167170。
如图6所示，同步整流管a122的源端接变压器的次级同名端，漏端分别接源极电压调理电路160、同步整流管b123和输出滤波电感130。同步整流管b123的源端接变压器的次级非同名端，漏端分别接智能同步整流控制芯片IR1167170和同步整流管a122与输出滤波电感130之间的节点；栅端接智能同步整流控制芯片IR1167170。
如图7所示，该电路的另外一种接法是，变压器的次级同名端接一同步整流管a122，变压器次级中心抽头串接一输出滤波电感130，同步整流管a122与输出滤波电感130并联一组输出滤波电容140和负载150。
如图8所示，源极电压调理电路160由一个RC滤波电路和一个高阻值电压调理电阻161组成，所述RC滤波电路由电容162和电阻163并联组成。见图6、图7所示，并联连接的电容162和电阻163一端与同步整流管b123的源端相接，另一端分别接高阻值电压调理电阻161至同步整流管a122的漏端与输出滤波电感130之间的节点，和智能同步整流控制芯片IR1167170。
本发明的同步整流管的漏极电压直接连至智能驱动控制芯片的漏极电压检测端，同步整流管源极电压及另一侧同步整流管漏极电压经源极电压调理电路后输出至智能驱动控制芯片的源极电压检测端。智能同步整流驱动芯片根据同步整流管漏极和源极检测端电压来控制副边同步整流管的关断和开通，下面将详细介绍其工作原理。
智能同步整流驱动芯片170选用IR1167，芯片通过检测整流开关管的漏源电压，与3个内部阈值电平VTH1、VTH2和VTH3比较，选择合适时机，让同步整流管开通和关断，如图4所示，当|VDS|>|VTH2|时开通开关管，当|VDS|<|VTH1|时关断开关管，当|VDS|>|VTH3|时复位。由于智能整流技术检测的是次级开关管两端电压，完全不依赖初级控制信号，可工作于定频和变频两种模式，应用灵活。
开关管导通后源极到漏极电压下降到RDSon·ID，此时变压器漏感和开关管寄生电容之间会产生寄生震荡，导致整流开关管上有电压振铃而会令VDS电平下降到VTH1导致误关断，因此芯片内部采用专用逻辑电路(MOT和tblank)防止抖动引起的误动作。MOT用于设定最小导通时间，防止导通时的寄生震荡导致的误关断，而消隐时间tblank用于防止整流管关断后振荡导致的误开通。MOT和tblank在一个开关周期内都只出现一次，当VDS达到VTH3(tblank结束)后芯片复位，为下一个开关周期做好准备。
由于谐振全桥拓扑存在谐振过程和占空比丢失，而在此过程中次级同步整流管处于同时导通状态，如图3中，t3时刻同步整流管b123已经开通，而另一侧同步整流管a122在t4时刻才关断，即在t3～t4时段谐振全桥次级同步整流管a122与b123同时导通续流。
在t3时刻，同步整流管b123的VDS由一个很高的正电平变为负电平，体二极管由反向截止变为正向导通，部分续流电流由经变压器Ns1绕组流过同步整流管a122的体二极管，由于电路寄生参数产生在同步整流管a122上的电压振铃会导致智能同步整流驱动芯片误动作而提前关断同步整流管a122，而t1时刻同步整流管a122导通时IR1167内部可编程的MOT(Minimum on time)时间最大仅为3us，在100kHz的开关频率应用场合，t3时刻均在4us以上，也就是说该款智能同步整流驱动芯片内置的MOT保护逻辑对于t3时刻同步整流管a122的误关断已无能为力。
由此便有了图5中所示的源极电压调理电路160，该电路由一个RC滤波电路(由电容162和电阻163并联组成)和一个高阻值电压调理电阻161组成，如图6所示。电容162和电阻163并联组成RC滤波电路，一端连到同步整流管的源极，另一端连到智能同步整流驱动芯片的源极电平检测端，用来减小同步整流管源极电平振荡对智能同步整流驱动芯片的影响。另外，为避免另一侧同步整流管在t3时刻开通时产生的振荡导致智能同步整流驱动芯片误关断同步整流管，在智能同步整流驱动芯片源极电平检测端与另一侧同步整流管的漏极之间接一个高阻值的源极电平调理电阻161，该电阻与电阻163又组成分压网络，该分压网络使得另一侧同步整流管的VDS在本侧智能同步整流驱动芯片的源极电平检测端产生一个电压分量，该电压分量与本侧同步整流管的VDS叠加，使得t3时刻智能同步整流驱动芯片所检测到的VDS要远大于它的关断阈值VTH1，调节电阻161与电阻163的阻值可调节该叠加分量。电容162在这里分另与电阻161和163构成低通滤波器的作用，同时它还有一定的储能作用。由于电容162的存在，使得t3时刻另一侧同步整流管两侧VDS消失时该叠加分量不会马上消失，确保t3时刻另一侧同步整流管开通瞬间，本侧智能同步整流驱动芯片不会受到干扰而误动作。
本发明的设计思路是：智能同步整流驱动芯片通过检测同步整流管的VDS控制其导通与关断，同步整流管b123开通后，只需保持-VDS大于VTH1就可维持同步整流管b123的开通状态，即保持同步整流管b123源极(S)电压与漏极(D)电压之差大于VTH1。考虑到同步整流管a122的VDS与t3时刻同步整流管b123驱动的时序位关系，将同步整流管a122的VDS经电阻161、电容162及电阻163组成的分压低通滤波网络连至智能同步整流驱动芯片的源极电平检测端，同步整流管b123的源极(S)也经电容162、电阻163组成的滤波网络连到智能同步整流控制芯片的源极电平检测端，如图8所示(以同步整流管b123为例)。
本发明应用在一台输出电压为13.6V，输出功率2kW的电源模块输出侧同步整流电路中，图9-A是未加源极电压调理电路的同步整流驱动信号及VDS(以同步整流管a122为例)，图9-B是两路同步整流管驱动信号，可见两路同步整流管(122和123)的导通时间没有重叠，本案中输出满载电流达到147A，实测满载效率为88％，损耗达到240W。图10-A是有源极电压调理电路的同步整流驱动信号及VDS(以同步整流管a122为例)，图10-B是两路同步整流管驱动信号，此时两路同步整流管(同步整流管a122和同步整流管b123)的导通时间是有重叠的，同样的负载条件下测得满载效率达到93％以上，损耗减小了100W以上，具有很好的经济效益。
本方案是通过检测整流开关管的漏源电压，选择合适时机，让同步整流开关管开通和关断，简化了它激式同步整流电路，提高了同步整流的整流效率，可以方便地应用在正激变换器、反激变换器、半桥变换器、全桥变换器和谐振变换器中代替二极管整流，具有很好的推广性。
以上所述仅为本发明的一种实施方式，不是全部或唯一的实施方式，本领域普通技术人员通过阅读本发明说明书而对本发明技术方案采取的任何等效的变换，均为本发明的权利要求所涵盖。

Claims (3)

1.一种同步整流驱动电路，包括并联连接在电源端的四个MOS管a(100)、MOS管b(101)、MOS管c(102)、MOS管d(103)，其特征在于，
所述MOS管a(100)和MOS管b(101)的漏端、MOS管c(102)和MOS管d(103)的源端接电源，所述MOS管a(100)的源端和MOS管c(102)的漏端接变压器初级的同名端，所述MOS管b(101)的源端和MOS管d(103)的漏端接变压器初级的非同名端；
所述变压器的次级同名端接一同步整流管a(122)，同步整流管a(122)串接一输出滤波电感(130)后与变压器次级中心抽头并联一组输出滤波电容(140)和负载(150)；或者变压器次级中心抽头串接一输出滤波电感(130)，同步整流管a(122)与输出滤波电感(130)并联一组输出滤波电容(140)和负载(150)；
所述变压器的次级非同名端与同步整流管a(122)和输出滤波电感(130)之间的节点接一同步整流管b(123)；
所述变压器的次级非同名端与同步整流管a(122)之间并联连接有源极电压调理电路(160)；所述同步整流管b(123)与源极电压调理电路(160)之间并联连接有智能同步整流控制芯片IR1167(170)；
所述源极电压调理电路(160)由一个RC滤波电路和一个高阻值电压调理电阻(161)组成，所述RC滤波电路由电容(162)和电阻(163)并联组成；
所述并联连接的电容(162)和电阻(163)一端与同步整流管b(123)的源端相接，另一端分别接高阻值电压调理电阻(161)至同步整流管a(122)的漏端与输出滤波电感(130)之间的节点和智能同步整流控制芯片IR1167(170)。
2.根据权利要求1所述的一种同步整流驱动电路，其特征在于，所述变压器的次级同名端接一同步整流管a(122)，同步整流管a(122)的源端接变压器的次级同名端，漏端分别接源极电压调理电路(160)、同步整流管b(123)和输出滤波电感(130)。
3.根据权利要求1所述的一种同步整流驱动电路，其特征在于，所述同步整流管b(123)的源端接变压器的次级非同名端，漏端分别接智能同步整流控制芯片IR1167(170)和同步整流管a(122)与输出滤波电感(130)之间的节点；栅端接智能同步整流控制芯片IR1167(170)。
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