CN103956920B - 静态阈值消除与动态阈值消除相结合的倍压整流器 - Google Patents

Abstract

本发明属于能量获取技术领域，具体为一种静态阈值消除与动态阈值消除相结合的倍压整流器。本发明将静态阈值消除技术和动态阈值消除技术相结合，用直流偏置改变整流管的等效阈值，以增大整流管正向导通电流；用反相射频信号关断整流管，以减小整流管反向漏电流。本发明可实现超低射频功率输入下的高效率功率转换，以及宽输入功率带宽内的良好阻抗匹配，从而提高宽功率带内的能量传输效率。将本发明应用于射频识别（RFID）等领域，可大幅提高标签读、写灵敏度，从而提高其***灵敏度。

Description

静态阈值消除与动态阈值消除相结合的倍压整流器

技术领域

本发明属于能量获取技术领域，具体为一种交流功率到直流功率的转换器，也称为倍压整流器。

背景技术

无线能量传输与获取技术广泛应用于诸多领域，通常模式为，天线感应交流电压信号，再通过整流器或者倍压整流器将交流功率转换为直流功率。

随着射频识别（RFID）等技术的发展，无线能量传输的功率转换效率变得越来越重要。在一些应用中，如超高频射频识别的远距离工作模式，人们希望可以在超低射频功率（如-20dBm或更小）输入下实现高效率的功率转换。要提高功率转换效率，需要增大正向导通电流，减小反向漏电流。用表示输入射频功率，用表示射频信号幅值，用表示等效并联电阻；根据，在等效并联电阻基本不变，输入射频功率很小时，射频信号幅值将会很小，以致于难以克服整流管的死区，从而只能获得极低的功率转换效率。用Q表示标签射频端口的品质因素，用表示中心频率的角频率，用表示等效并联电容；根据，要满足一定的频率及频带要求，必须小于某一特定值，等效并联电容的减小是有限的，并且为了保证产品的一致性，等效并联电容通常必须大于某一特定值，也就是说等效并联电阻有最大值限制。

综上所述，随着输入功率越来越小，总是会面对射频信号幅值太小而无法克服整流死区的问题。若采用更先进的工艺或者特殊工艺，可以获得阈值更低的整流管，能在一定程度上缓解上述矛盾，但会带来成本的增加，并且性能改善也是有限的。如果针对一定的工艺，通过改变电路结构，实现较低的整流管等效阈值，同样可以实现在超低射频功率输入下的高效率功率转换。

接下来介绍两种典型的用于改变整流管等效阈值的电路结构，即静态阈值消除技术和动态阈值消除技术：

图1为一种称为“静态阈值消除”的整流器，通过设置直流偏置信号4，减小整流管的等效阈值。直流输入VL-1接地或者接前一级直流输出VH-2，直流输出VH-2接后一级直流输入VL-1或者作为整流器最后输出，单端射频信号RF-3提供射频功率。该电路结构的问题在于，减小阈值，也就是增大正向导通电流的同时，也增大了反向漏电流，功率转换效率的提升非常有限。

图2为一种称为“动态阈值消除”的整流器，差分射频信号5和差分射频信号6提供射频功率。该电路结构不但降低了整流管的等效阈值，而且可以减小反向漏电流。在正向导通时栅和源、漏偏置在反相的交流电压信号下， 整流管的开启点在时域上提前，使得导通角增大；在死区，反相的交流电压信号对整流管的偏置为负向，使得整流管的关断更为彻底，反向漏电流被大大减小。

但对于超低射频功率输入及很小的射频信号幅值，图2所示的全差分动态阈值消除整流结构仍然存在以下问题：

1)随着输入射频功率的进一步减小，射频信号幅值的降低，该电路结构仍然难以克服整流死区，导通角减小，整流效率快速下降；

2)随着输入射频功率的进一步减小，射频信号幅值的降低，整流管导通电阻增加，整流

器等效并联电阻增加，难以满足频率带宽要求（）。

另外，对于一些应用，需要在输入功率变化范围内都得到较高的能量传输效率，如射频识别的读写灵敏度，以及无线充电设备。传统整流技术往往只能在所关心的最小输入功率条件下优化电路结构和参数以期得到该输入功率下的高效能量传输，而当输入功率改变时，整流管工作状态改变，等效输入阻抗改变，因天线和整流器之间的阻抗失配而损失大量功率，常见的包括阻抗失配的功率转换效率与输入功率的关系如图3所示。其实，输入功率增加，射频信号幅值增加，功率转换效率应该提升，所以对于宽输入功率范围内的功率损失，阻抗失配是一个非常重要的因素。若能提出一种电路结构，使得整流器的输入阻抗不随输入功率改变，或者只是很小的改变，则可以大幅度提高宽输入功率范围内的能量传输效率。

发明内容

本发明的目的在于提出一种整流器，以实现超低射频功率输入下的高效率功率转换，以及宽功率带宽下的阻抗匹配，从而实现更好的能量传输。

本发明应用于射频识别，不但可以同时提高无源标签的读、写灵敏度，还可以为半有源标签提供更强的充电能力。

针对上述“静态阈值消除”技术和“动态阈值消除”技术的缺陷，结合两种技术的优势，本发明提出一种静态阈值消除与动态阈值消除相结合的倍压整流器结构；其基本结构如下：

在图2所示的基本动态阈值消除整流电路基础上加入VS (Voltage Shift)模块，以控制整流管的栅极直流电平；在VS模块中，耦合电路将直流偏置信号和射频信号叠加得到整流管栅极控制电压VC。

本发明提供的倍压整流器，为差分结构，单级整流单元由四个整流管（2个NMOS整流管11和2个PMOS整流管12）和对应的四个VS(Voltage Shift)模块（2个NMOS整流管的偏置模块VSN 13和2个PMOS整流管的偏置模块VSP 14）构成，有两个射频电容耦合射频信号。NMOS整流管11衬底B接地，源端S接直流输入VL-1，漏端D与对应的PMOS整流管漏端D相连，标号为7和8；栅极G与NMOS整流管的偏置模块VSN 13产生的控制信号相连；PMOS整流管12衬底B接直流输出VH-2，源端S接直流输出VH-2，漏端D与对应的NMOS整流管11漏端D相连，标号为7和8，栅极G与PMOS整流管的偏置模块VSP 14产生的控制信号相连；NMOS整流管的偏置模块VSN 13与直流输入VL-1相连（作为直流参考），与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相连，与NMOS直流偏置信号9相连；PMOS整流管的偏置模块VSP 14与直流输出VH-2相连（作为直流参考），与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相连，与PMOS直流偏置信号10相连；在差分射频信号RF+（5）与PMOS整流管漏端7之间接入射频电容，在差分射频信号RF-（6）与PMOS整流管漏端8之间接入射频电容，这两个射频电容构成射频功率的输入通道。

其中，NMOS直流偏置信号9以直流输入VL-1为参考电平提供直流偏置，NMOS整流管的偏置模块VSN 13将所得直流偏置与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相叠加，得到NMOS整流管11的栅极控制信号。PMOS直流偏置信号10以直流输出VH-2为参考电平提供直流偏置，PMOS整流管的偏置模块VSP 14将所得直流偏置与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相叠加，得到PMOS整流管12的栅极控制信号；射频功率通过射频耦合电容进入整流电路，并被以一定的效率转化为直流输入VL-1和直流输出VH-2之间的直流功率。

由此保留了动态阈值消除技术的正向导通角大、反向漏电流小的优势，同时可以利用直流偏置信号控制整流管的等效阈值及导通电阻（即静态阈值消除技术）。静态阈值消除与动态阈值消除相结合，用直流偏置信号改变整流管的等效阈值，以增大整流管正向导通电流；用反相射频信号关断整流管，以减小整流管反向漏电流。

另外，由于偏置电路可以稳定整流管的栅源电压和栅漏电压，对射频输入端口等效并联电容起主要贡献的栅源电容和栅漏电容基本上保持不变，从而等效并联电容基本上保持不变，所以本发明可以在很宽的功率范围内实现很小的阻抗失配。

本发明为差分结构，整流管漏极或源极所加的射频信号与其栅极上叠加的射频信号相位相反。

本发明中，所述直流偏置信号可以是电压信号，也可以是电流信号。

本发明中，直流偏置信号可以由电池提供电源，也可以由辅助整流器提供电源，也可以由整流器自己产生的直流功率提供电源。

本发明中，通过控制直流偏置信号，能改变整流管的等效阈值、改变整流管的导通电阻，并且能控制射频端口的等效输入阻抗。

本发明中，通过设置合适的直流偏置信号，可以在宽输入功率范围内，保持整流器的寄生电容基本不变，保持整流器射频端口输入阻抗的相对稳定。

本发明中，通过设置合适的直流偏置信号，可以在宽输入功率范围内，实现良好的阻抗匹配，大幅减小阻抗失配导致的能量损失。

本发明中，通过控制直流偏置信号，可以实现很小的整流管等效阈值，结合动态阈值消除技术的较强的反向关断能力，可以实现在超低射频输入功率下的高效率功率转换。

本发明通过采用多级级联的方式实现较高的输出电压。

本发明所述的整流器，选取合适的偏置结构，可以实现偏置管和整流管完全相同的衬偏效应，整流效果与没有衬偏效应完全一样，每一级可以获得几乎一样的性能。

本发明可实现超低射频功率输入下的高效率功率转换，以及宽输入功率带宽内的良好阻抗匹配，从而提高宽功率带内的能量传输效率。将本发明应用于射频识别（RFID）等领域，可大幅提高标签读、写灵敏度，从而提高其***灵敏度。

附图说明

图1为静态阈值消除整流结构。

图2为动态阈值消除整流结构。

图3为典型的包含阻抗失配的功率转换效率与输入功率的关系曲线。

图4为本发明提出的静态阈值消除与动态阈值消除相结合的整流器。

图5为静态阈值消除与动态阈值消除相结合的一种具体整流器。

图6为多级级联的整流器。

图中标号：1-直流输入VL，2-直流输出VH，3-单端射频信号RF，4-偏置电流，5-差分射频信号RF+，6-差分射频信号RF-，7-整流管漏端，8-整流管漏端，9-NMOS直流偏置信号，10-PMOS直流偏置信号，11- NMOS整流管，12-PMOS整流管，13- NMOS整流管的偏置模块VSN，14-PMOS整流管的偏置模块VSP，21-射频输入功率，22-包含阻抗失配的功率转换效率，23-功率转换效率曲线，24-所关心的最小输入射频功率，25-所关心的较大输入射频功率。

具体实施方式

本发明的基本思想是静态阈值消除与动态阈值消除相结合，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

实施例

为了更详细的说明本发明的内容，这里以图5和图6所示电路结构为例进行说明。本领域的技术人员皆知，此仅为一举例，并非用来限制本发明的范围。

图5所示整流器为全差分结构，单级整流单元由四个整流管MN1、MN2、MP1和MP2以及对应的四个VS模块VSN和VSP构成，由两个射频电容耦合射频信号。NMOS整流管MN1和MN2的衬底B接地，源端S接直流输入VL，漏端D与PMOS整流管漏端D相连，栅极G与NMOS整流管的偏置模块VSN产生的控制信号相连。PMOS整流管MP1和MP2的衬底B接直流输出VH，源端S接直流输出VH，漏端D与NMOS整流管漏端D相连，栅极G与PMOS整流管的偏置模块VSP产生的控制信号相连。VSN由一个NMOS管、一个电阻、一个电容构成，偏置电流IBN通过NMOS管产生一个以VL为参考的偏置电压信号，电阻和电容将所产生偏置电压信号与差分射频信号叠加在一起，得到NMOS整流管的栅极控制信号VC。VSP由一个PMOS管、一个电阻、一个电容构成，偏置电流IBP通过PMOS管产生一个以VH为参考的偏置电压信号，电阻和电容将所产生偏置电压信号与差分射频信号叠加在一起，得到PMOS整流管的栅极控制信号VC。两个射频电容构成射频功率的输入通道。

通过控制偏置电流信号IBN和IBP，可以改变与整流管形成电流镜连接关系的偏置管上的直流电压信号，从而实现对整流管等效阈值的控制；用一个电阻和一个电容将所产生偏置电压信号与差分射频信号叠加在一起，得到PMOS整流管的栅极控制信号VC。这样既可以向静态阈值消除技术一样改变整流管的等效阈值，又可以保留动态阈值消除技术的正向导通角大，反向关断强的优势。

为了输出较高的直流电压，可以用图6所示的多级级联的方式实现。由于每一级NMOS整流管与其对应偏置模块VSN中的NMOS管有完全相同的衬偏效应，所以在每一级偏置电流相同的条件下，每一级都有相同的整流性能和射频参数，与没有衬偏效应完全相同。

通过设置整流管的尺寸得到所需的等效并联电容，通过控制偏置电流IBN和IBP来得到所需的等效并联电阻，同时偏置电流IBP和IBN对等效并联电容有一定的影响。只要保持偏置电流IBN和IBP不变，则该整流结构在很宽的输入功率范围都可以保持等效并联电容基本不变，从而实现较好的宽功率范围内的阻抗匹配。

以上结合附图对本发明的具体实施方式作了说明，但这些说明不能被理解为限制了本发明的范围，本发明的保护范围由权利要求书限定，任何在本发明权利要求基础上的改动都是本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种静态阈值消除与动态阈值消除相结合的倍压整流器，其特征在于：静态阈值消除与动态阈值消除相结合；用直流偏置改变整流管的等效阈值，以增大整流管正向导通电流；用反相射频信号关断整流管，以减小整流管反向漏电流；

该倍压整流器为差分结构，单级整流单元由四个整流管和对应的四个VS模块构成，有两个射频电容耦合射频信号；四个整流管为2个NMOS整流管（11）和2个PMOS整流管（12），对应的四个VS模块为2个NMOS整流管的偏置模块VSN（13） 和2个PMOS整流管的偏置模块VSP（14） ；其中，NMOS整流管（11）衬底B接地，源端S接直流输入VL-1，漏端D与对应的PMOS整流管（12）漏端D相连；栅极G与NMOS整流管的偏置模块VSN （13）产生的控制信号相连；PMOS整流管（12）衬底B接直流输出VH-2，源端S接直流输出VH-2，漏端D与对应的NMOS整流管（11）漏端D相连，栅极G与PMOS整流管的偏置模块VSP （14）产生的控制信号相连；NMOS整流管的偏置模块VSN （13）与直流输入VL-1相连，作为直流参考，与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相连，与NMOS直流偏置信号（9）相连；PMOS整流管的偏置模块VSP（14）与直流输出VH-2相连，作为直流参考，与差分射频信号 RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相连，与PMOS直流偏置信号（10）相连；在差分射频信号RF+（5）与一个PMOS整流管漏端D（7）之间接入射频电容，在差分射频信号RF-（6）与另一个PMOS整流管漏端D（8）之间接入射频电容，这两个射频电容构成射频功率的输入通道；

其中，NMOS直流偏置信号（9）以直流输入VL-1为参考电平提供直流偏置，NMOS整流管的偏置模块VSN （13）将所得直流偏置与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相叠加，得到NMOS整流管（11）的栅极控制信号；PMOS直流偏置信号（10）以直流输出VH-2为参考电平提供直流偏置，PMOS整流管的偏置模块VSP（ 14）将所得直流偏置与差分射频信号RF+（5）或差分射频信号RF-（6）相叠加，得到PMOS整流管（12）的栅极控制信号；射频功率通过射频电容进入整流电路，并被以一定的效率转化为直流输入VL-1和直流输出VH-2之间的直流功率。

2.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：所述直流偏置为电压信号或电流信号。

3.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：通过控制直流偏置，改变整流管的等效阈值，改变整流管的导通电阻，控制射频端口的等效输入阻抗。

4.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：通过设置合适的直流偏置，在宽输入功率范围内，保持倍压整流器的寄生电容基本上不变，保持倍压整流器射频端口输入阻抗的相对稳定。

5.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：通过设置合适的直流偏置，在宽输入功率范围内，实现良好的阻抗匹配，大幅减小阻抗失配导致的能量损失。

6.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：通过控制直流偏置，实现很小的整流管等效阈值，结合动态阈值消除技术的较强的反向关断能力，实现在超低射频输入功率下的高效率功率转换。

7.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：直流偏置由电池提供电源，或者由辅助整流器提供电源，或者由倍压整流器自己产生的直流功率提供电源。

8.根据权利要求1所述的倍压整流器，其特征在于：用多级级联的方式实现较高的输出电压。

9.根据权利要求8所述的倍压整流器，其特征在于：选取合适的偏置结构，以实现偏置管和整流管完全相同的衬偏效应，使整流效果与没有衬偏效应完全一样，每一级获得完全一样的性能。