CN103916354A - 非因果正交频分多路复用锥形峰值抑制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及非因果正交频分多路复用锥形峰值抑制。本发明揭示用于减小OFDM信号(204)的PAPR的***(200)及方法(800)。所述方法包括：将所述OFDM信号路由到第一信号处理路径FSPP及第二信号处理路径SSPP；对沿着FSPP(206)行进的所述OFDM信号进行时间延迟；及确定沿着SSPP(208)行进的所述OFDM信号的瞬时信号量值是否大于将迫使功率放大器(250)进入到非线性操作区域中的阈值。如果确定所述瞬时信号量值大于所述阈值，那么将已时间延迟的所述OFDM信号的至少一个复合符号样本的量值按比例缩放到阻止所述功率放大器进入其非线性操作区域的水平。如果确定所述瞬时信号量值不大于所述阈值，那么在不修改所述复合符号样本的所述量值的情况下输出所述复合符号样本。

Description

非因果正交频分多路复用锥形峰值抑制

技术领域

发明性布置涉及用于正交频分多路复用(“OFDM”)的***及方法。更明确地说，发明性布置涉及用于非因果OFDM锥形峰值抑制的***及方法。

背景技术

此项技术中已知各种类型的通信***。常规通信***的一个实例为OFDM通信***。OFDM通信***通常经配置以编码多个正交载波上的数字数据。就此来说，二进制数字的串行流被多路分用为二进制数字的“N”个并行流，其中“N”为整数值。接着使用调制方案将每一二进制数字流映射为符号流。调制方案可包含但不限于相移键控(“PSK”)方案或正交调幅(“QAM”)方案。明显地，可使用相同或不同调制方案来调制二进制数字的“N”个并行流。随后，对每一组符号计算快速傅立叶逆变换(“IFFT”)，借此形成一组复合时域样本。每一组复合时域样本接着被转换为模拟域以便形成模拟信号。此后，使用模拟信号来对正交载波进行相位调制。将经相位调制的正交载波添加在一起以产生OFDM波形。就定义为位/赫兹的信息密度来说，OFDM波形是极高效的。

关于此OFDM通信***的众所周知的问题是其高峰均功率比(“PAPR”)。如本文中所使用，术语“PAPR”是指峰值振幅的平方除以均方根(“RMS”)值的平方。高PAPR是为多个正交载波的线性组合的OFDM波形通过随机数据流而相位调制的直接结果。在随机入射的情况下，正交载波的相位可对准以导致各种程度的相长干涉，使得输出功率可达到为正交载波的数目以及各种调制参数的函数的最大可能峰值。

由于OFDM是以相位调制为基础的，因此跟随在OFDM波形产生电路之后的任何功率放大器(“PA”)需要在线性区域中进行操作。在一些情景中，PA的“线性区域操作”通过将PA的输出功率“减小”到低于其最大可能输出水平而实现。作为此功率减小的结果，PA甚至在OFDM波形达到其极端峰值时仍在线性区域中操作。此解决方案提供PA的高度低效使用且PA的要求过大。过大PA的使用添加OFDM发射器的过度成本。

在其它情景中，PA的“线性区域操作”是通过使用给定OFDM波形的达到峰值的统计分布来确定可被削波的输出水平而实现。将峰值削波导致在接收器处产生决策错误的信号失真。错误的数目及特性允许基于OFDM的***采用前向纠错(“FEC”)代码来纠正决策错误。关于此技术的问题是每次峰值被削波时，输出的电压驻波比(“VSWR”)显著改变，此又致使大量功率被反射回到PA的输出端口中。所反射功率致使PA的操作寿命被显著减小。虽然可采用射频(“RF”)循环器来吸收所反射功率，但其添加发射器的大量大小及成本。

因此，已形成用于解决高PAPR问题的许多非削波解决方案。此些常规非削波解决方案包含一类基带解决方案。基带解决方案通常涉及以先前所定义的方式将载波的相对相位随机化，所述方式可在接收器处逆转。相位随机化在以下三个方面添加基于OFDM的***的复杂性：(1)发射器处的载波的随机化；(2)接收器处的解随机化过程；及(3)使随机化与解随机化过程同步的要求。

发明内容

本发明涉及实施用于减小OFDM信号的PAPR的***及方法。在一些情景中，OFDM为基带OFDM信号。所述方法涉及：将所述OFDM信号路由到第一信号处理路径及第二信号处理路径；对沿着所述第一信号处理路径行进的OFDM信号进行时间延迟；及确定沿着所述第二信号处理路径行进的所述OFDM信号的瞬时信号量值是否大于将迫使功率放大器进入到非线性操作区域中的阈值。如果确定所述瞬时信号量值不大于所述阈值，那么在不修改已时间延迟的所述OFDM信号的第一复合符号样本的所述量值的情况下输出所述第一复合符号样本。如果确定所述瞬时信号量值大于所述阈值，那么将所述第一复合符号样本的量值按比例缩放到阻止所述功率放大器进入其非线性操作区域的水平。所述按比例缩放可在基带处或在中频处执行。

在一些情景中，如果确定所述瞬时信号量值大于所述阈值，那么执行额外按比例缩放操作。所述额外按比例缩放操作通常涉及按比例缩放所述OFDM信号的紧接在第一复合符号样本之前或之后的多个第二复合符号样本的量值。将所述第一及第二复合符号样本的所述量值按比例缩放不同量以便防止所述OFDM信号的大瞬时振幅改变。

附图说明

将参考以下附图描述实施例，其中贯穿各图，相似编号表示相似物项，且其中：

图1是图解说明本发明的基本概念的功能框图。

图2是示范性OFDM发射器的框图。

图3是另一示范性OFDM发射器的框图。

图4是计算机模拟的OFDM发射器。

图5是由图4的计算机模拟的OFDM发射器执行的操作的功能框图。

图6到7各自提供由另一示范性OFDM发射器执行的操作的功能框图。

图8是用于减小OFDM信号的PAPR的示范性方法的流程图。

图9到10各自提供用于确定阈值的示范性方法的流程图。

具体实施方式

将易于理解，可将如本文中大体描述及附图中图解说明的实施例的组件布置并设计成各种各样的不同配置。因此，如图中所表示的对各种实施例的以下更详细说明并不打算限制本发明的范围，而是仅代表各种实施例。虽然以图式形式呈现所述实施例的所述各种方面，但所述图式未必按比例绘制，除非明确指示。

本发明可体现为其它具体形式而不背离其精神或本质特性。所描述实施例在各方面均应视为仅为图解说明性而非限制性。因此，本发明的范围由所附权利要求书而不是由此详细说明指示。属于权利要求书的等效内容的意义及范围内的所有改变均将涵盖于权利要求书的范围内。

本说明书通篇中所提及的特征、优点或者类似语言并不暗示在本发明的任一单个实施例中应具有或具有可借助本发明实现的所有所述特征及优点。而是，应将提及所述特征及优点的语言理解为意指结合实施例所描述的具体特征、优点或特性包括于本发明的至少一个实施例中。因此，本说明书通篇中所论述的特征及优点以及类似语言可(但未必)是指同一实施例。

此外，可以任何适合方式在一个或一个以上实施例中组合本发明的所描述特征、优点及特性。依据本文中的说明，所属领域的技术人员将认识到，可在不具有特定实施例的具体特征或优点中的一者或一者以上的情况下实践本发明。在其它例子中，在一些实施例中可认识到可能并不存在于本发明的所有实施例中的额外特征及优点。

本说明书通篇中所提及的“一个实施例”、“一实施例”或类似语言均意指结合所指出实施例描述的特定特征、结构或特性包含于本发明的至少一个实施例中。因此，本说明书通篇中的短语“在一个实施例中”、“在一实施例中”及类似语言均可(但未必)是指同一实施例。

如此文档中所使用，单数形式“一(a)”、“一(an)”及“所述(the)”包括复数参考，除非上下文另有明确指出。除非另有定义，否则本文中所使用的所有技术及科学术语具有所属领域的技术人员通常理解的相同意义。如此文档中所使用，术语“包括”意指“包含但不限于”。

现在将关于图1到5描述实施例。实施例通常涉及实施用于减小OFDM波形的PAPR而不具有对每一载波的任何相位失真及极少振幅失真的***及方法。振幅失真的统计发生频率及水平可通过调整在其处使用所述过程的PAPR阈值而与PA“回退”进行折衷。甚至在PAPR的显著减小的情况下，原始(未应用FEC)数据错误率仅稍微增加。本技术不需要修改标准OFDM接收器。

本发明是基于以下观察：OFDM波形的量值的按比例缩放不会导致单载波相位失真并且单载波振幅失真的量与组成载波的数目成比例。因此，对于QAM调制的载波，在峰值高于预定义阈值的符号周期期间，所发射符号中的每一者的相位未受影响，同时每一所发射符号的量值仅小量改变。由于相位未受影响，因此由信道效应导致的振幅失真及接收器链中的失真将仅将由振幅减小的距离所致的错误率增加到群集决策阈值。

图1中所提供的功能框图100示意性地图解说明本发明的基本概念。如图1中所展示，基带OFDM样本流102被路由到两个信号处理路径104、106。在第一信号处理路径104内，基带OFDM样本流102被时间延迟，如由功能块108所展示。基带OFDM样本流102经时间延迟以允许在其从发射器发射之前对其进行修改。信号102的经时间延迟版本在本文中称为“经延迟基带OFDM样本流102’”。所述修改是取决于以下确定而做出：基带OFDM样本流102需要修改以用于确保PA将在其线性区域中操作。

在第二处理路径106内，在功能块110中做出关于基带OFDM样本流102的瞬时信号量值是否大于将迫使PA进入到非线性操作区域中的阈值的确定。下文将详细描述计算阈值的各种方法。

如果检测到所述条件，那么在功能块112中产生比例因子。此后，将经延迟基带OFDM样本流102’的至少一个复合符号样本的量值按比例缩放到阻止PA进入其非线性操作区域的水平，如由功能块114所展示。此水平可包含但不限于低于由阈值表示的水平的任何水平。

如果未满足条件，那么将经延迟基带OFDM样本流102’与单位值组合，如由功能块116所展示。此组合操作不产生对经延迟基带OFDM样本流102’的复合符号样本的量值的修改。接着将功能块114、116中所执行的操作的结果输出到发射电路。所述发射电路可包含但不限于PA。

本发明的基本概念不限于功能框图100的基本概念。举例来说，与功能块116的组合操作相反，功能框图100可经修改以包含选择操作或旁路操作。在选择情景中，将基于功能块110中所做出的确定的结果而选择功能块108或功能块114的输出。在旁路情景中，如果瞬时信号量值不大于阈值，那么将绕过功能块112、114的按比例缩放操作，使得在不对经延迟基带OFDM样本流102’的量值做出任何修改的情况下将其输出到发射电路。

存在以软件及/或硬件实施本发明的上文所描述概念的多种方式。下文关于图2到7描述如何以软件及/或硬件实施这些概念的代表实例。按比例缩放技术的关键期望特征是其不因波形的瞬时改变而导致不期望频谱再生长量。在大部分情形中，当在每符号周期低数目个样本的情况下在基带处进行按比例缩放时，通常可保证信号处理链中的后续滤波将使OFDM波形足够“平稳”以致结合修改的偶尔且短暂的持续时间，所发射信号将仍满足所需频谱屏蔽。如果所述实施方案在取样速率较高且存在较少后续滤波的情况下在中频(“IF”)处执行修改，那么按比例缩放等效于对矩形窗施加其对应频域失真。在这些情形中，将通过量值纠正而按比例缩放的预先确定的锥形窗应用于符号持续时间的攻击及下降以将频域失真限制于可接受形状。

现在参考图2，提供对于理解本发明有用的示范性OFDM发射器200的示意性图解。OFDM发射器200可包含比图2中所展示的组件多或少的组件。举例来说，OFDM发射器200可包含在功率放大器以及其它发射电路之前对正交IF/RF转换器(未展示)的复合。出于清晰、简化及方便阐释的目的，未展示此些组件。

OFDM发射器200包括经配置以实施本发明的电子电路。就此来说，OFDM发射器200中提供样本产生器202。样本产生器202通常经配置以使用二进制数字201产生基带复合正交(“BCQ”)OFDM波形样本204。用于产生此些BCQ OFDM波形样本的技术在此项技术中是众所周知的，且因此本文中将不再描述；本文中可不加限制地使用任何已知或将已知的技术。在一些情景中，BCQ OFDM波形样本204通过以下操作而产生：将二进制数字的串行流多路分用为二进制数字的多个并行流；使用调制方案(例如，PSK方案或QAM方案)将每一二进制数字流映射为符号流；对每一组符号计算IFFT以形成一组BCQ OFDM波形样本204。

将BCQ OFDM波形样本204路由到两个信号处理路径(“SPP”)206、208。第一SPP206包括延迟缓冲器210及复合基带/中频(“CB/IF”)转换器212。延迟缓冲器210将BCQ OFDM波形样本204延迟足够第二SPP208确定哪些样本需要按比例缩放的长时间以保持PA250处于其线性操作区域中。由于第一SPP206中的延迟，因此第二SPP208中的检测发生于使其为非因果(non-causal或acausal)的所检测现象出现之前。如此项技术中所已知，因果***是具有仅取决于当前及先前输入值的输出及内部状态的***。在某种程度上取决于来自未来的输入值(可能的过去或当前输入值除外)的***称为非因果***。仅取决于未来输入值的***为反因果***。举例来说，非因果滤波器可仅作为后处理滤波器存在，这是因为这些滤波器可从存储器缓冲器或文件提取未来值。

CB/IF转换器212经配置以将BCQ OFDM波形样本204内插到与IF载波一致的取样速率且将所述载波正交上变频到IF。CB/IF转换器212的输出在本文中称为复合IF输出信号214。由于所述内插，因此每符号时间的样本的数目被极大地增加。接着将复合IF输出信号214传递到实数乘法器246、248。实数乘法器246、248在每样本基础上将复合IF输出信号214的实数分量及虚数分量乘以恒量。

第二SPP208包括量值计算器216。量值计算器216经配置以计算每一BCQ OFDM波形样本204的量值或量值的平方。如应了解，量值的平方计算不如量值计算复杂，这是因为其不需要平方根操作。第二SPP208中的后续操作经修改为与计算量值或计算量值的平方一致。从量值计算器216输出的量值218接着被传递到两个路径220、222。

在路径222中，量值218与最大可允许输出的绝对阈值thr进行比较。如果量值218大于绝对阈值thr，那么执行以下操作：

(1)在当前符号周期的持续时间内设定保持值信号226；

(2)在当前符号周期的持续时间内停用比较器224的比较操作；

(3)任选地，在符号持续时间中确定高于绝对阈值thr的最大量值234的位置，或基于探试性地修改的所检测到第一量值而预测所述位置；

(4)将最大量值234寄存于寄存器228中；

(5)将启用信号230从比较器224提供到窗寻址器240，所述窗寻址器具有适当时间延迟(τ₁)以用于起始预定窗的应用；及

(6)将启用信号232从比较器224提供到多路复用器264，所述多路复用器具有适当时间延迟(τ₂)以用于起始开窗按比例缩放到实数乘法器246、248的应用。

在完成上文所列操作(1)到(6)中的一些或全部操作后，比例因子计算器236即刻使用所寄存最大量值234来计算比例因子244。比例因子244具有用于确保具有小于或等于最大可允许量值的量值的符号样本将不被实数乘法器246、248供应到PA250的值。接着将比例因子244传递到实数乘法器238。

在实数乘法器238处，将比例因子244乘以窗样本值260。此乘法操作的结果在本文中称为经按比例缩放窗样本值262。窗样本值260由窗模板单元242在符号的持续时间内产生。经按比例缩放窗样本值262通过防止导致频谱失真的大瞬时振幅步骤确保PA250将不进入到其非线性区域中。

窗寻址器240经配置以充当计数器。窗寻址器240与符号时间的开始同步地初始化。窗寻址器240按顺序穿过窗，从而保证符号的每一输出样本的量值被按比例缩放适当窗值。窗寻址器240及窗模板单元242经定时与IF取样速率一致。

经按比例缩放窗样本值262接着从实数乘法器238传递到多路复用器264。如果量值218超过绝对阈值thr，那么多路复用器264将经按比例缩放窗样本值262路由到实数乘法器246、248。在实数乘法器246及248处，将复合IF输出信号214的相应样本乘以经按比例缩放窗样本值262使得其量值被改变。如果量值218未超过绝对阈值thr，那么将复合IF输出信号214的相应样本乘以一使得其量值保持不变。

现在参考图3，提供对于理解本发明有用的另一示范性OFDM发射器300。OFDM发射器300类似于上文关于图2所描述的OFDM发射器200，以下事实除外：CB/IF转换器302具有实数IF输出信号304。因此，实数IF输出信号304的取样速率为以相同载波频率的复合IF信号的取样速率的至少两倍。虽然仅单个实数乘法器306需要按比例缩放实数IF输出信号304的样本，但实数乘法器306必须以图2的两个实数乘法器246、248的速度的两倍运行。窗模板单元342及窗寻址器340的速率需要与实数乘法器306相称。此外，由于在IF取样速率下每符号时间存在至少两倍多的实数样本，因此窗模板单元342产生如图2的窗模板单元242的两倍的符号的样本的数目。实数乘法器338以如图2的实数乘法器238的两倍的速度操作。

现在参考图4，提供对于理解本发明有用的计算机模拟的OFDM发射器400。图5中提供由OFDM发射器400执行的操作的较高级功能框图500。因此，将关于图4及图5两者描述OFDM发射器400。尽管OFDM发射器400为以软件实施的计算机模拟的发射器，但本发明不限于此。OFDM发射器400的操作可以软件、经由电子电路的硬件或两者的组合实施。

无缓冲器块406、450及缓冲器块452、454为用于形成计算机模拟的OFDM发射器400的软件程序(例如，SIMULINK^TM)的功能以加速检验。因此，这些块406、450、452、454在图5中不具有对应部分。在软件程序中的此层级处，所有操作均是同步的且延迟经计算且在较低层级处被自动补偿。因此，图5的延迟缓冲器516、524在图4中不具有对应部分。

图5的功能块502对应于图4的组件412到416。在功能块502中，定义最大峰均功率比PAPR_MAX。与其中定义最大峰值的两个先前所描述的OFDM发射器200、300不同，可允许峰均功率比A-PAPR为OFDM发射器400中的输入参数。因此，如果可允许峰均功率比A-PAPR以标准分贝(“dB”)功率格式而供应，那么将其转换为最大峰均功率比PAPR_MAX，如由图4的组件414、416及图5的功能块504所展示。最大峰均功率比PAPR_MAX可通过由图4的组件414、416实施的以下数学方程式(1)而定义。

PAPR_MAX＝10^{(A-PAPR indB)/10}                  (1)

如图4到5中所展示，复合正交基带OFDM信号402、501用于计算其每一符号样本的瞬时信号量值|u|及瞬时信号相位值u。这些计算由图4的量值/相位计算单元404且在图5的功能块506、526中执行。接着使用量值|u|来计算功率值P。功率计算可由通过图4的组件408及图5的功能块508实施的以下数学方程式(2)而定义。

P＝|u|²                  (2)

此后，使用功率值P来计算平均信号功率值P_avg。此计算由图4的离散滤波器410且在图5的功能块510中执行。存在许多已知的计算平均信号功率值P_avg的方式。举例来说，平均信号功率P_avg可通过以下操作计算：使用霍根诺艾(Hogenauer)滤波器结构总体移动平均值；计算经加权平均值；或计算有限衰落存储平均值。在图4到5中，平均信号功率值P_avg是使用泄漏数字积分器而计算。泄漏数字积分器在此项技术中是众所周知的，且因此本文中将不再描述。还有，应理解泄漏数字积分器具有阿尔法α的输入增益及一减去阿尔法1-α的反馈增益。实施例不限于此。本文中可不加限制地使用用于计算平均信号功率值P_avg的任何已知或将已知的方法。

接着使用平均信号功率值P_avg来计算允许的峰值功率PP_allowed，如由图5的功能块512所展示。用于计算允许的峰值功率PP_allowed的操作可通过由图4的乘法器418实施的以下数学方程式(3)而定义。

PP_allowed＝P_avg·PAPR_MAX                  (3)接着计算允许的峰值功率PP_allowed的平方根以产生最大可允许信号量值|u|_max-allowed，如由图4的数学函数单元420及图5的功能块514所展示。

在计算最大可允许信号量值|u|_max-allowed之后，可执行比较操作，如由图5的功能块518所展示。比较操作经执行以检测经延迟量值|u|_delayed何时大于最大可允许信号量值|u|_max-allowed。明显地，比较操作在泄漏数字积分器进入稳定行为状态之前被停用以防止峰值的错误警报检测高于允许的值。换句话说，仅仅在数字滤波器或泄漏数字积分器具有稳态行为时执行比较操作。数字滤波器的稳态行为在此项技术中是众所周知的，且因此本文中将不再描述。比较操作由图4的关系算子422实施。停用操作由图4的组件426及430到440实施。

如果经延迟量值|u|_delayed大于最大可允许信号量值|u|_max-allowed，那么选择最大可允许信号量值|u|_max-allowed以供进一步处理，如由图5的功能块520所展示。如果经延迟量值|u|_delayed小于或等于最大可允许信号量值|u|_max-allowed，那么选择经延迟量值|u|_delayed以供进一步处理，还如图5的功能块520所展示。选择操作由图4的多路复用器424实施。

在完成图5的功能块520的选择操作之后，操作经执行以：(a)将相位样本与对应经处理量值样本对准；及(b)将经延迟相位值u_delayed及选定量值|u|_delayed或|u|_max-allowed转换为输出复合正交样本590，如由图5的功能块522所展示。操作(a)及(b)由图4的计算单元456实施。

与上文关于图2到3所描述的IF实施方案不同，图4到5的基带实施方案仅对每符号计数低样本进行操作。信号处理链中的后续滤波通常减小由量值调整导致的频谱扩展以阻止对明确时域开窗的需要。在此并非所述情形时，基带开窗可作为较低取样速率模拟施加到上文所描述的IF开窗。

此外，当对基带信号进行操作时，独特地，一旦经延迟量值|u|_delayed达到最大可允许信号量值|u|_max-allowed，基带信号402、501便将在符号时间期间消退。此外，即使基带信号402、501在符号施加期间不消退，后续滤波也将在符号时间期间消除量值|u|中的任何迅速改变。当未应用明确开窗周期时，可能不需要在符号持续时间内寄存跨越信号的阈值。然而，当未应用明确窗且存在保持跨越信号的阈值(一旦其被设定)达符号时间的持续时间的要求时，可存在一些例子。如果在基带处实施明确窗，那么可在基带例示中实施保持电路。保持电路可与上文关于图2到3所描述的保持电路相同或类似。举例来说，保持电路可包含但不限于与图2到3的组件224到228类似或相同的组件。

现在参考图6，提供由另一示范性OFDM发射器执行的操作的功能框图600。功能框图600的功能可以软件、硬件或硬件及软件两者的组合实施。功能框图600类似于上文所描述的功能框图500。然而，功能框图600中采用的用以按比例缩放基带输出的技术不同于功能框图500中所使用的技术。如上文关于图5所描述，输出复合正交样本590通过以下操作而产生：计算OFDM样本的相位值u；对相位值u进行延迟；及将经延迟相位值u_delayed与选定量值|u|_delayed或|u|_max-allowed组合。相比之下，输出复合正交样本690在功能框图600中通过对复合正交基带OFDM信号进行延迟而产生以将其与量值修改结果(类似于IF例示)对准。

如果经延迟量值|u|_delayed大于最大可允许信号量值|u|_max-allowed，那么选择功能块620中所产生的比例因子sf，如由功能块622所展示。比例因子sf可由以下数学方程式(4)而定义。

sf＝|u|_max-allowed/|u|_delayed                   (4)接着将比例因子sf与经延迟复合正交基带OFDM信号650组合，如由功能块624所展示。此组合可使用两个实数乘法器实现。作为组合的结果，经延迟复合正交基带OFDM信号650的量值改变为最大可允许信号量值|u|_max-allowed值。

如果经延迟量值|u|_delayed小于或等于最大可允许信号量值|u|_max-allowed，那么选择单位值，如由功能块622所展示。接着将单位值与经延迟复合正交基带OFDM信号650组合，如由功能块624所展示。此组合可使用两个实数乘法器实现。作为组合的结果，经延迟复合正交基带OFDM信号650的量值不变。

现在参考图7，提供由另一示范性OFDM发射器执行的操作的功能框图700。功能框图700的功能可以软件、硬件或硬件及软件两者的组合实施。功能框图700类似于上文所描述的功能框图600。然而，在功能框图700中，量值|u|经修改为具有相同特性(例如，脉冲持续时间等)的平均量值M_avg而非平均功率P_avg，如由功能块710所展示。因此，消除依据量值计算功率及依据功率计算量值的组件。

现在参考图8，提供用于减小OFDM信号的PAPR的示范性方法800的流程图。如图8中所展示，方法800以步骤802开始且继续进行到步骤804。在步骤804中，接收OFDM。接着将OFDM信号路由到第一信号处理路径及第二信号处理路径，如由步骤808所展示。在下一步骤810中，对沿着第一信号处理路径行进的OFDM信号进行时间延迟。

在第二信号处理路径中，使用阈值执行比较操作。在步骤812中，确定阈值。图9到10中示意性图解说明用于确定阈值的示范性方法900、1000。如图9中所展示，可通过以下步骤确定阈值：(步骤904)使用OFDM信号的瞬时信号量值来计算功率值；(步骤906)使用预先计算的功率值来计算平均信号功率值；(步骤908)将最大PAPR乘以平均信号功率值以产生可允许峰值功率；及(步骤910)计算允许的峰值功率的平方根以获得最大可允许信号量值。在此情景中，最大可允许信号量值包括阈值。如图10中所展示，可通过以下步骤确定阈值：(步骤1004)使用OFDM信号的瞬时信号量值来计算平均信号量值；及(步骤1006)将平均信号量值乘以最大量值比以产生可允许峰值量值。在此情景中，使用可允许峰值量值作为阈值。

再次参考图8，方法800以决策步骤814继续。在步骤814中，确定沿着第二信号处理路径行进的OFDM信号的瞬时信号量值是否大于阈值。如果沿着第二信号处理路径行进的OFDM信号的瞬时信号量值不大于阈值[814：否]，那么执行步骤816，其中在不修改已时间延迟的OFDM信号的至少一个复合符号样本的量值的情况下输出所述至少一个复合符号样本。随后，方法800结束或执行其它处理，如由步骤824所展示。其它处理可包含但不限于用于发射OFDM信号的处理。举例来说，IF/RF转换链及/或功率放大器可随后处理输出复合符号样本。

如果沿着第二信号处理路径行进的OFDM信号的瞬时信号量值大于阈值[814：是]，那么执行步骤818到822。步骤818涉及将已时间延迟的OFDM信号的至少第一复合符号样本的量值按比例缩放到阻止功率放大器进入非线性操作区域的水平。任选步骤820涉及按比例缩放OFDM信号的紧接在第一复合符号样本之前及/或之后的多个第二复合符号样本的量值以便防止OFDM信号的大瞬时振幅改变。此后，输出具有经按比例缩放量值的第一及第二复合符号样本。随后，方法800结束或执行其它处理，如由步骤824所展示。其它处理可包含但不限于用于发射OFDM信号的处理。举例来说，IF/RF转换链及/或功率放大器可随后处理第一及第二输出复合符号样本。

根据本发明无需过多实验即可做出及执行本文中所揭示及所主张的所有设备、方法及算法。虽然已就优选实施例描述本发明，但所属领域的技术人员将明了，可在不背离本发明的概念、精神及范围的情况下应用对所述设备、方法及所述方法的步骤的顺序的变化形式。更明确地说，将明了，一些组件可被添加到本文中所描述的组件、与本文中所描述的组件组合或代替本文中所描述的组件，同时将实现相同或类似结果。所属领域的技术人员明了的所有此些类似替代物及修改形式均被视为在如所定义的本发明的精神、范围及概念内。

Claims (12)

1.一种用于减小正交频分多路复用“OFDM”信号的峰均功率比“PAPR”的方法，其包括：

将所述OFDM信号路由到第一信号处理路径及第二信号处理路径；

对沿着所述第一信号处理路径行进的所述OFDM信号进行时间延迟；

确定沿着所述第二信号处理路径行进的所述OFDM信号的瞬时信号量值是否大于阈值；

如果确定所述瞬时信号量值大于所述阈值，那么将已时间延迟的所述OFDM信号的至少第一复合符号样本的量值按比例缩放到阻止所述功率放大器进入非线性操作区域的水平；及

如果确定所述瞬时信号量值不大于所述阈值，那么在不修改已时间延迟的所述OFDM信号的所述复合符号样本的所述量值的情况下输出所述复合符号样本。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述OFDM信号是基带OFDM信号且在基带处执行所述按比例缩放。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述OFDM信号是基带OFDM信号且在中频处执行所述按比例缩放。

4.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括按比例缩放所述OFDM信号的紧接在所述第一复合符号样本之前或之后的多个第二复合符号样本的量值。

5.根据权利要求4所述的方法，其中将所述第一及第二复合符号样本的所述量值按比例缩放不同量。

6.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括通过以下操作确定所述阈值：

使用所述瞬时信号量值来计算功率值；

使用所述功率值来计算平均信号功率值；

将最大PAPR乘以所述平均信号功率值以产生允许的峰值功率；及

计算所述允许的峰值功率的平方根以获得最大可允许信号量值，其中所述最大可允许信号量值包括所述阈值。

7.根据权利要求6所述的方法，其中使用数字滤波器来计算所述平均信号功率值。

8.根据权利要求7所述的方法，其中仅仅在所述数字滤波器具有稳态行为时执行所述确定步骤。

9.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括通过以下操作确定所述阈值：

使用瞬时信号量值来计算平均信号量值；

将所述平均信号量值乘以最大量值比以产生可允许峰值量值，其中所述可允许峰值量值包括所述阈值。

10.根据权利要求9所述的方法，其中使用数字滤波器来计算所述平均信号量值。

11.根据权利要求10所述的方法，其中仅仅在所述数字滤波器具有稳态行为时执行所述确定步骤。

12.一种***，其包括：

至少一个电子电路，其经配置以：

将OFDM信号路由到第一信号处理路径及第二信号处理路径；

对沿着所述第一信号处理路径行进的所述OFDM信号进行时间延迟；

确定沿着所述第二信号处理路径行进的所述OFDM信号的瞬时信号量值是否大于阈值；

如果确定所述瞬时信号量值大于所述阈值，那么将已时间延迟的所述OFDM信号的至少第一复合符号样本的量值按比例缩放到阻止所述功率放大器进入非线性操作区域的水平；及

如果确定所述瞬时信号量值不大于所述阈值，那么在不修改已时间延迟的所述OFDM信号的所述复合符号样本的所述量值的情况下输出所述复合符号样本。