CN103904871B - 高频加热电源开关管保护电路的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高频加热电源开关管保护电路的控制方法，根据谐振电容电压波形的周期和一个周期中过电压的时间，计算出谐振电容的峰值电压，根据峰值电压的大小采取相应的控制措施。本发明通过检测谐振电容过电压的持续时间，计算出过电压峰值，针对过电压峰值的大小来采用不同的控制策略，对率开关管实现保护。本发明电路简单，能将谐振电压过电压值量化，并采取相应控制策略，保护措施安全可靠。

Description

高频加热电源开关管保护电路的控制方法

[技术领域]

本发明涉及开关电源，尤其涉及一种高频加热电源开关管保护电路的控制方法。

[背景技术]

现有的高频加热电源一般由以下几部分组成，整流滤波部部分，将输入的市电整流并滤除高频信号，提供给后级正确的DC电压。开关部分，一般由一颗IGBT构成单管并联谐振电路或二颗IGBT构成半桥双管串联谐振电路。谐振部分，由谐振电容与漏磁变压器或炉盘线圈串联或并联构成。输出部分，由倍压电路构成以驱动微波炉磁控管或通过磁感应加热负载。控制部分，通过采样输入电压、电流信号，提供正确的PWM、PFM信号，驱动IGBT工作。保护部分，通过对输入电压、电流信号、谐振电容电压等信号的检测实现对功率开关管的保护。

图1为单管并联谐振高频加热电源功率部分示意图。在图1中，Vin+、Vin-为AC输入整流滤波后的DC电压，T1应用于电磁炉时为电磁炉的炉盘线圈，应用于微波炉时为升压漏磁变压器的原边线圈。RL为负载，应用于电磁炉时为锅等负载，应用于微波炉时为副边高压绕组整流后驱动的磁控管负载。C1为谐振电容，Q1为开关管。整流后的电压经Vin+、Vin-流经T1及C1被Q1斩波，形成高频开关电压，通过T1传递给负载。

C1和T1构成一并联谐振回路，在Q1关断时，C1和T1谐振，完成能量交换，其波形近似为正弦波的半波，如附图2所示。

图3为双管半桥串联谐振高频加热电源功率部分示意图。在图2中，Q1、Q2为开关管，T1应用于电磁炉时为电磁炉的炉盘线圈，应用于微波炉时为升压漏磁变压器的原边线圈。RL为负载，应用于电磁炉时为锅等负载，应用于微波炉时为副边高压绕组整流后驱动的磁控管负载。C1为谐振电容，C2为隔直电容，R为谐振电容电压采样电阻,AC输入电压经整流滤波后得到DC输入电压Vin+、Vin-，经开关管Q1、Q2暂波后,斩波后的电压在谐振组件T1、C1作用下，形成谐振，经T1传递给负载。

C1和T1构成串联谐振回路，谐振电容上的谐振电压经隔直电容，在采样电阻R上得到的电压波形如图4所示，其波形为近似正弦波。

图5为图1所示的高频加热电源的检测电路，使用了两个比较器来检测谐振电容C1的电压，两个比较器的输出端分别接入PWM控制***，以实现对功率开关管的过压或过流保护，PWM控制***至少包含PWM发生器、AC输入整流后的电压及电电流采样、数字化PWM环路及通讯模块。通讯模块用于接收控制面板发出的功率指令，并将功率指令发送给数字化环路，数字化环路通过计算实际输入功率和控制面板发出的功率指令间的误差，控制PWM的开通时间Ton。两个比较器分别设定不同的电压比较值，一个比较器基准电压值设得相对较低，当这一比较器被过电压触发后，PWM控制***减小开关管的开通时间Ton，另一比较器的基准电压值设得相对要高，当这一比较器被触发后，则关断开关管的PWM信号。这种控制方法电路复杂，无法实现谐振电容电压的量化，控制的效果也不易评估。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种高频加热电源开关管保护电路的控制方法，检测电路简单，能将谐振电容的过电压值量化，以便采取相应的控制措施对功率开关管实现保护。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种高频加热电源开关管保护电路的控制方法，根据谐振电容电压波形的周期和一个周期中过电压的时间，计算出谐振电容的峰值电压，根据峰值电压的大小采取相应的控制措施。

以上所述的控制方法，谐振电容的峰值电压Vpeak通过下式得到：

Vpeak=Vref/cos(dt/T×90°)；

其中，Vref为参考电压，dt为谐振电容一个电压波形中的过电压的时间，T为谐振电容电压波形的正半周期。

以上所述的控制方法，高频加热电源是单管并联谐振高频加热电源，当谐振电容的峰值电压超过第一设定值时，减小开关管的开通时间；当谐振电容的峰值电压超过第二设定值时，关断开关管的PWM控制信号。

以上所述的控制方法，谐振电容电压波形的周期T的取值为开关管的关断时间。

以上所述的控制方法，谐振电容的电压通过采样电路从开关管的两端获得，采样电路的电压信号输出端接比较器的第一输入端，比较器的第二输入端接所述的参考电压，比较器的输出端接PWM控制***；过电压的时间通过比较器得出。

以上所述的控制方法，高频加热电源是双管半桥串联谐振高频加热电源，当谐振电容的峰值电压超过第一设定值时，减小开关管PWM控制信号的周期；当谐振电容的峰值电压超过第二设定值时，关断开关管的PWM控制信号。

以上所述的控制方法，谐振电容电压波形的周期T的取值为开关管PWM控制信号的半个周期。

以上所述的控制方法，谐振电容的电压通过采样电路从谐振电容的两端获得，采样电路的电压信号输出端接比较器的第一输入端，比较器的第二输入端接所述的参考电压，比较器的输出端接PWM控制***；过电压的时间通过比较器得出。

本发明通过检测谐振电容过电压的持续时间，计算出过电压峰值，根据过电压峰值的大小来采用不同的控制策略，对率开关管实现保护。本发明电路简单，能将谐振电压过电压值量化，并采取相应控制策略，保护措施安全可靠。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是现有技术单管并联谐振高频加热电源功率部分电路的示意图。

图2是图1所示电路开关管集电极电压波形图。

图3是现有技术双管半桥串联谐振高频加热电源功率部分电路的示意图。

图4是图3所示电路采样电阻上的电压波形图。

图5是现有技术高频加热电源检测电路的示意图。

图6是本发明实施例的原理图。

图7是本发明实施例1单管并联谐振高频加热电源开关管保护电路的原理图。

图8是本发明实施例1双管半桥串联谐振高频加热电源开关管保护电路的原理图。

[具体实施方式]

如图6所示，t1至t4区间为一正弦波的半波电压，简称为A波形，t5至t8区间为另一正弦波的半波电压，简称为B波形。A波形和B波形的周期相同均为T，B波形的幅值要大于A波形。

Vref为设定参考电压。A波形的电压幅值小，其超过参考电压的部分也较小，超过部分的时间为t2到t3区间，此处简称为dtA。B波形的电压幅值大，其超过参考电压的部分也较大，超过部分的时间为t6到t7区间，此处简称为dtB。从图中可以明显看出，因为B波形的幅值高于A波形，dtB也明显大于dtA。

正弦波的周期为T,基准电压为Vref,过电压时间为dtA和dtB,针对正弦波A波形和B波形的峰值电压Peak_A和Peak_B可由下式计算出来：

Peak_A=Vref/cos(dtA/T×90°) 式1

或PeaK_A=Vref/cos{[(t3-t2)/2]/[t3-t1-(t3-t2)/2]} 式2

Peak_B=Vref/cos(dtB/T×90°) 式3

或PeaK_B=Vref/cos{[(t7-t6)/2]/[t7-t5-(t7-t6)/2]} 式4

对于图1所示的单管并联谐振高频加热电源电路，正弦波的半波周期为开关管的关断时间Toff，过压时间(t3-t2)或(t7-t6)可以通过比较器得出，因此可通过式1或式2计算出过电压的峰值Peak_A和Peak_B。

对于图2所示双管半桥串联谐振高频加热电源电路，正弦波的周期T即为开关管的PWM控制信号的周期，过压时间(t3-t2)或(t7-t6)可以通过比较器得出，因而可通过式1或式2计算出过电压的峰值。

得到了峰值过电压量化值，即可采用不同的对应策略，比如对于图1所示的单管并联谐振高频加热电源电路，当峰值电压小于开关管最大工作电压的85%时，减小开关管的开通时间Ton，并评估在环路的响应时间内，调节是否达到目的，如果峰值电压没有下降，则继续减小开通时间Ton，如果峰值电压超过开关管最大工作电压的95%时，则可直接关断PWM控制信号。

对于图3所示的双管半桥串联谐振高频加热电源电路，同样，当过电压在可***可承受范围内，例如，当过电压小于开关管最大工作电压的85%时，减小开关管的PWM控制信号的周期，并评估在环路的响应时间内，过电压是否下降，如果峰值电压没有下降，则继续减小开关管的PWM控制信号的周期，如果峰值电压超过***设定的一定值，则直接关断开关管的PWM控制信号。

图7示出了本发明实施例在单管并联谐振高频加热电源电路上的应用，开关管Q1的电压（等同于谐振电容的C1电压）通过分压电阻R1、R2分压后送到比较器U1的一个输入端，参考电压Vref接于比较器的另一输入端，当过电压发生时，PWM控制***计量PWM关断时间Toff及比较器的过电压时间，计算出过电压值，根据峰值电压的大小产生调节误差信号，误差信号大小决定PWM开通时间减小的量值，当峰值电压大于开关管最大工作电压的85%时，采用减小PWM开通时间Ton的策略，当峰值电压大于开关管最大工作电压95%时，则直接关断开关管的PWM控制信号。由于上述的PWM控制***一般由单片机构成，计算能力较弱，可以将1/cosθ的值写成表值，1/cosθ的值通过查表方法得出。

图8示出了本发明在双管半桥串联谐振高频加热电源电路的应用，谐振电容C1的电压通过分压电阻R1、R2分压后送到比较器U1的一个输入端，参考电压Vref接于比较器的另一输入端，当过电压发生时，PWM控制***计量开关管的PWM控制信号的周期及比较器的过电压时间，计算出峰值电压值，如上所述，同样可以根据峰值电压的大小来采取是减小PWM控制信号的周期还是关断PWM控制信号。

本发明以上实施例电路简单，能将谐振电压过电压值量化，并采取相应控制策略，安全可靠。

Claims (6)

1.一种高频加热电源开关管保护电路的控制方法，其特征在于，根据谐振电容电压波形的周期T和一个周期中过电压的时间，计算出谐振电容的峰值电压Vpeak，根据峰值电压Vpeak的大小采取相应的控制措施；谐振电容的峰值电压Vpeak通过下式得到：

Vpeak＝Vref/cos(dt/T×90°)；

其中，Vref为参考电压，dt为谐振电容一个电压波形中的过电压的时间。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，高频加热电源是单管并联谐振高频加热电源，当谐振电容的峰值电压超过第一设定值时，减小开关管的开通时间；当谐振电容的峰值电压超过第二设定值时，关断开关管的PWM控制信号。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，谐振电容电压波形的周期T的取值为开关管的关断时间。

4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，谐振电容的电压通过采样电路从开关管的两端获得，采样电路的电压信号输出端接比较器的第一输入端，比较器的第二输入端接所述的参考电压，比较器的输出端接PWM控制***；过电压的时间通过比较器得出。

5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，高频加热电源是双管半桥串联谐振高频加热电源，当谐振电容的峰值电压超过第一设定值时，减小开关管PWM控制信号的周期；当谐振电容的峰值电压超过第二设定值时，关断开关管的PWM控制信号。

6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，谐振电容的电压通过采样电路从谐振电容的两端获得，采样电路的电压信号输出端接比较器的第一输入端，比较器的第二输入端接所述的参考电压，比较器的输出端接PWM控制***；过电压的时间通过比较器得出。