CN103904398B - 一种带滤波功能的小型化混合环 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带滤波功能的小型化混合环，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构包括第一端口、第二端口、第三端口、第四端口、第一滤波K变换器、第二滤波K变换器、第三滤波K变换器及滤波-K变换器，其中第一滤波K变换器连接在第一端口及第二端口之间，第二滤波K变换器连接在第一端口及第三端口之间，第三滤波K变换器连接在第三端口及第四端口之间，滤波-K变换器连接在第二端口及第四端口之间。本发明体积小、谐波抑制性能好、有宽阻带特性和好的隔离度。

Description

一种带滤波功能的小型化混合环

技术领域

本发明涉及微波通信技术领域，特别涉及一种带滤波功能的小型化混合环。

背景技术

随着无线通信的迅猛发展，无线设备的复杂度及其对便携性的要求不断提升，这对无线通信设备的小型化提出了更高要求。射频/微波前端电路是无线***设备和终端的重要组成部分，除了包括有源器件(如放大器、混频器等)外，混合环等无源器件也是其重要组件。有源器件的小型化技术已经很成熟，而无源器件仍然面临小型化的关键技术难题。

混合环广泛应用在现代微波电路***中，例如混频器、功率放大器和天线馈电结构等。传统的混合环由3段四分之一波长传输线和1段四分之三波长传输线构成，体积大且存在高次谐波。

针对小型化问题，国内外学者采用的设计方法主要有：1)用结构紧凑的元件来取代四分之一波长传输线或四分之三波长传输线；2)其他小型化方法，例如采用微波C元件、折叠线、缺陷地结构、阶跃阻抗结构、T型等效结构、耦合线、改良后的T等效电路模型等。

针对谐波抑制，主要采用以下方法：1)缺陷地结构和阶跃阻抗的引入，不但实现了混合环的小型化，而且抑制了谐波；2)平行线耦合结构，以实现小型化和谐波抑制；3)用两组并联准集中绕线电感器和叉指电容，产生两个传输零点，从而抑制高次谐波：4)采用高阻抗传输线和叉指电容来抑制二次谐波。

在射频前端电路中，混合环和带通滤波器经常共存于一个***中，常规设计方法是把两个器件都是独立设计后级联为一体，整体电路体积没有显著降低。为进一步减小整体电路体积，国内外学者提出了以下设计方案：1)用四TE01模介质谐振器来集成二者；2)基于微带网状滤波器的高阻带隔离的混合环；3)基于四分之一波长和半波长微带谐振器的结构紧凑的180度滤波电桥；4)基于支节线加载阶跃阻抗谐振器的双通带混合环；5)基于LTCC的小型化带通混合环。

发明内容

本发明的目的在于采用四个具有带通响应特性的滤波±K变换器来取代传统混合环中的四分之一波长传输线或四分之三波长传输线，提供一种带滤波功能的小型化混合环。

本发明采用如下技术方案：

一种带滤波功能的小型化混合环，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构包括第一端口、第二端口、第三端口、第四端口、第一滤波K变换器、第二滤波K变换器、第三滤波K变换器及滤波-K变换器，其中第一滤波K变换器连接在第一端口及第二端口之间，第二滤波K变换器连接在第一端口及第三端口之间，第三滤波K变换器连接在第三端口及第四端口之间，滤波-K变换器连接在第二端口及第四端口之间。

所述第一、第二、第三滤波K变换器结构相同，均由2根两端加载了电容C的短路传输线构成，且2根短路传输线折叠成L型，由电容C_E串联构成非对称结构即Ⅱ型耦合结构。

所述滤波-K变换器也由2根两端加载电容C的短路传输线构成，且2根短路传输线折叠成U型，由电容C_E并联构成对称结构即Ⅰ型耦合结构。

所述构成滤波K变换器和滤波-K变换器的短路传输线的参数相同，长度为36.1mm，宽度为0.3mm。

所述中间介质基板的相对介电常数为3.38，厚度为0.81mm。

本发明的有益效果：

本发明体积小、谐波抑制性能良好、具有宽频阻带特性和良好的隔离度。

附图说明

图1是本发明一种集成了滤波功能的小型化混合环的原理框图；

图2(a)是本发明滤波-K变换器(I型耦合结构)的等效电路，图2(b)是本发明滤波K变换器(Ⅱ型耦合结构)的等效电路。

图3是本发明I型耦合结构的仿真结果；

图4是本发明II型耦合结构的仿真结果；

图5(a)是第一端口到第四端口的双通道结构；

图5(b)是本发明第一端口激励时的等效电路；

图6是本发明第四端口激励时的等效电路；

图7是本发明一种带滤波功能的小型化混合环电路结构图；

图8是本发明实施例1中第一端口激励时，第一端口和第四端口间隔离度的仿真和实测值比较图；

图9(a)是第一端口激励时，同相工作时的S₁₁、S₂₁和S₃₁的仿真和实测结果对比图；

图9(b)是第一端口激励时，同相工作时的通带内S₂₁和S₃₁的仿真和实测结果细节对比图；

图9(c)是第一端口激励时，同相工作时的∠S₂₁-∠S₃₁仿真和实测结果对比图；

图10(a)、(b)、(c)是第一端口激励时，反向工作时的仿真和实测结果比较图，其中图10(a)是第一端口激励时，反相工作时的S₁₁、S₂₁和S₃₁的仿真和实测结果对比图；图10(b)是第一端口激励时，反相工作时的∠S₂₁-∠S₃的仿真和实测结果细节对比图；图10(c)是第一端口激励时，反相工作时的S₂₂，S₃₃和S₄₁仿真和实测结果对比图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种带滤波功能的小型化混合环，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构包括第一端口P₁、第二端口P₂、第三端口P₃、第四端口P₄、第一滤波K变换器、第二滤波K变换器、第三滤波K变换器及滤波-K变换器，第一、第二、第三滤波K变换器用来取代四分之一波长传输线，-K滤波变换器用来取代四分之三波长传输线，具体结构为：第一滤波K变换器连接在第一端口P₁及第二端口P₂之间，第二滤波K变换器连接在第一端口P₁及第三端口P₃之间，第三滤波K变换器连接在第三端口及第四端口之间，滤波-K变换器连接在第二端口P₂及第四端口P₄之间。

如图6所示，所述第一、第二、第三滤波K变换器结构相同，均由2根两端加载了电容C的短路传输线构成，且2根短路传输线折叠成L型，由电容C_E串联构成非对称结构，所述滤波K变换器的等效电路II型耦合结构如图2(b)所示，耦合结构参数计算如下：θ₁＝27.5°,θ₂＝5.2°,C＝8.2pF,C_E＝1.2pF。工作频率在470MHz，二次谐波在2.8GHz(6f₀)。

所述滤波-K变换器由2根两端加载电容C的短路传输线构成，且2根短路传输线折叠成U型，由电容C_E并联构成对称结构，其等效电路I型耦合结构如图2(a)所示，I型耦合结构的仿真结果如图3所示，耦合结构参数为θ₁＝27.5°,θ₂＝5.2°,C＝8.2pF,C_E＝1.2pF。可见，工作频率f₀在470MHz，二次谐波在2.8GHz(6f₀)。

由图3和图4带宽相同可知，两种耦合结构的Q_e和耦合长度相同，这样可使得混合环具有滤波功能。

因此两种耦合结构可等效为±K变换器，故可以用耦合结构来取代传统混合环中的四分之一波长支节线和四分之三波长支节线，本发明可以同相工作，也可以反向180度工作，具体过程如下：

(1)同相工作

同相工作时，所有从第一端口的输入功率应该同相等分到第二端口和第三端口，没有功率从第一端口反射出来，也没有电流流入第四端口。

电路分析如下：首先，整个电路应该考虑到所有输入功率都被分配到第二端口和第三端口。其次，分析如何去实现等功率系数和同相移。

根据匹配电路，当第一端口被激励时，这个端口应该是匹配的。此外，第四端口不可以出现功率损耗。必要条件可表达如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{S}_{11}=0& \left(1a\right)\\ S_{41}=0& \left(1b\right)\end{array}\right.$

当第一端口被激励时，从第一端口到第四端口存在两条路，低端信道PathI和高端信道PathII的传输矩阵可写为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{A}_I& B_I\\ C_I& D_I\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jK}}_1\\ \frac{-1}{{\mathrm{jK}}_1}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{Z_0}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jK}}_1\\ \frac{-1}{{\mathrm{jK}}_1}& 0\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cc}-1& \frac{-{K^2}_1}{Z_0}\\ 0& -1\end{array}\right]\end{array}---\left(2\right)$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{A}_I& B_I\\ C_I& D_I\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& {\mathrm{jK}}_1\\ \frac{-1}{{\mathrm{jK}}_1}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \frac{1}{Z_0}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& -{\mathrm{jK}}_2\\ \frac{1}{{\mathrm{jK}}_2}& 0\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cc}\frac{K_1}{K_2}& \frac{K_1{K}_2}{Z_0}\\ 0& \frac{K_2}{K_1}\end{array}\right]\end{array}---\left(3\right)$

基于公式(3)，S参数可由ABCD矩阵来获得：

$S_{41}=\frac{-2Y_{41}{Y}_0}{(Y_{11}+Y_0)(Y_{44}+Y_0)-Y_{41}{Y}_{14}}---\left(4\right)$

如果Y₄₁＝0，那么S₄₁＝0，故没有功率从第四端口流出。根据传输矩阵和阻抗矩阵，导纳参数Y₄₁可表达如下：

$Y_{41}=-\frac{1}{B_I}-\frac{1}{B_{II}}=\frac{{K^2}_1}{Z_0}-\frac{K_1{K}_2}{Z_0}---\left(5\right)$

当Y₄₁＝0，可得：

K₁＝K₂(6)

因此，当公式(6)的条件满足，则S₄₁＝0，即可实现第四端口的隔离。因为两种耦合结构有带通响应，在通带，两种耦合结构又具备±K变换器功能，那么第一端口和第四端口可以被很好的隔离。

根据带外响应，从第一端口来的信号不能够被传送到第四端口，因为信号被两种耦合结构抑制在阻带。因此，第一端口和第四端口被宽阻带隔离。

当第一端口和第四端口被隔离时，第四端口则没有电流流过，那么端口电压U4为0，即：

U₄＝0(7)

这样，图5(a)中的a点则短路，电路简化为图5(b)，其中K₁表示滤波+k变换器的一种形式，-K₂表示滤波-K变换器的一种形式，然而，由于滤波±K变换器的特性，短路点经过滤波±K变换器后则变成开路。

在频域，功率以相同的相移被等分到第二端口和第三端口。为了实现第一端口的匹配，输入阻抗Z_in2和Z_in3要满足公式(8)：

Z_in2/Z_in3＝Z₀(8)

另一方面，

$Z_{in2}=Z_{in3}=\frac{{K_1}^2}{Z_0}---\left(9\right)$

由公式(6)(8)(9)可得：

$K_1=K_2=\sqrt{2}{Z}_0---\left(10\right)$

根据公式，很容易求出K₁和K₂。

根据分析获知，使用耦合结构I和II，第一端口的功率能被同相移地等分到第二端口和第三端口，而第四端口被隔离(当K₁＝K₂)。

此外，耦合结构还能实现滤波特性。基于以上分析知，当第一端口被激励时，通过第一端口和第二端口之间、第一端口和第三端口之间的型耦合结构，从第一端口输入的功率被等分到第二端口和第三端口。

第二端口和第三端口的S参数比值S₂₁/S₃₁由这两个I型耦合结构决定。因此，S₂₁/S₃₁的滤波响应和耦合结构的一样。此外，由于是等功分，***损耗优于3dB。

2)反向工作状态

反向工作时，所有从第四端口输入的功率应该被等分到第二端口和第三端口(相位差180度)，第一端口被隔离。根据前面同相工作时的分析知，在第四端口被激励时，当K₁＝K₂时，则第一端口和第四端口被隔离，此时第一端口没有功率输出，图5(b)中的b点被短路接地。这样，整个电路可被简化为图6所示。当 $K_1=K_2=\sqrt{2}{Z}_0$ 时，

Z_in4＝Z_in5＝2Z₀(11)

这样，第四端口可以获得良好的匹配，功率可以被等分到第二端口和第三端口。此外，当第四端口进来的信号，经过–K滤波变换器或者+K滤波变换器送到第二端口和第三端口时，两端口出来的信号相位相差180度。

此外，当第四端口被激励时，等效电路可简化为图6所示，图6中，K₁表示滤波+k变换器的一种形式，-K₂表示滤波-K变换器的一种形式，第四端口来的功率经过第一端口和第二端口、第一端口和第三端口之间的I型耦合结构或II型耦合结构被分到第二端口和第三端口。S₂₄和S₃₄的响应分别由I型耦合结构和II型耦合结构决定，因此，S₂₁和S₃₁的频率响应也分别与I型耦合结构和II型耦合结构的相同。此外，由于是等功分，插损优于3dB。

由电路分析可知，当公式(11)满足时，第一端口的输入功率将被等分到第二端口和第三端口，且相移相同。当从第四端口激励时，功率将被等分到第二端口和第三端口，但存在180度相位差。此外，当集成了两种耦合结构时，电路可获得宽阻带滤波响应。由于两种耦合结构紧凑，故实现了整体混合环电路的小型化设计。

实施例1

本实施例中一种带滤波功能的小型化混合环电路结构如图7所示，具体参数为：滤波混合环的宽阻带频率在470MHz，衬底材料的相对介电常数为3.38，厚度为0.81mm。滤波混合环的结构尺寸为：L₁＝L₃＝30.8mm,L₂＝L₄＝5.3mm,w＝0.3mm,C＝8pF,C_E＝1.5pF。整个滤波混合环的大小为37.1mm×45.6mm(或者0.095λ_g×0.117λ_g，λ_g是通带的中心频率对应的波长)，仅占普通混合环尺寸的4.6％。

如图8所示，是该实施例的仿真与实测的第一端口和第四端口间隔离度，在中心频率处的隔离度超过50dB，在宽频带范围内保持在30dB。

图9(a)、图9(b)、图9(c)是该实施例在同相工作时的仿真与实测值，此时可获得良好的功分性能和带通响应。中心频率为470MHz，分数带宽为13％，在通带边缘产生了2个传输零点。在通带内，第二端口和第三端口等分功率，对应的S参数分别为：S₂₁＝-4.35，S_31＝-4.32dB，插损≈1.3dB。阻带被扩宽至2.4GHz(5次谐波处)，隔离度超过20dB。幅值的实测和仿真误差不到0.1dB，带内回波损耗优于20dB，相位的实测和仿真误差差别不到3度。

图10(a)、图10(b)、图10(c)是该实施例在反相工作时的仿真与实测值。实测S参数为：S₂₄＝-4.36dB，S₃₄＝-4.38dB。第二端口和第三端口的S参数(S₂₁和S₃₁)的差距不足0.1dB。宽阻带隔离度超过20dB，达到5次谐波位置。带内回波损耗优于20dB，第二端口和第三端口的相位差几乎达到180度。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种带滤波功能的小型化混合环，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，其特征在于，所述上层微带结构包括第一端口、第二端口、第三端口、第四端口、第一滤波K变换器、第二滤波K变换器、第三滤波K变换器及滤波-K变换器，其中第一滤波K变换器连接在第一端口及第二端口之间，第二滤波K变换器连接在第一端口及第三端口之间，第三滤波K变换器连接在第三端口及第四端口之间，滤波-K变换器连接在第二端口及第四端口之间；

所述第一、第二、第三滤波K变换器结构相同，均由2根短路传输线构成，每一根短路传输线的两端均通过电容C接地，且2根短路传输线均折叠成L型，每一根短路传输线的两端分别通过电容C_E与另外一根短路传输线的两端连接，连接之后的结构为非对称结构；

所述滤波-K变换器由2根短路传输线构成，每一根短路传输线的两端均通过电容C接地，且2根短路传输线均折叠成U型，每一根短路传输线的两端分别通过电容C_E与另外一根短路传输线的两端连接，连接之后的结构为对称结构。

2.根据权利要求1所述的一种带滤波功能的小型化混合环，其特征在于，构成滤波K变换器和构成滤波-K变换器的短路传输线的参数相同，所述短路传输线的长度为36.1mm，宽度为0.3mm。

3.根据权利要求1所述的一种带滤波功能的小型化混合环，其特征在于，所述中间介质基板的相对介电常数为3.38，厚度为0.81mm。