CN103885052A - 一种宽幅全极化星载sar的极化回波分离方法 - Google Patents

Abstract

一种宽幅全极化星载SAR的极化回波分离方法，宽幅全极化星载SAR是指在一个脉冲重复间隔内依次发射H与V极化脉冲，而后利用双极化通道接收回波，从而获得四种极化分量的新***。这一新型全极化SAR可不增加***重频，因此能够获得更宽的测绘带。然而，为获得这一性能提升，就必须首先将不同极化脉冲的回波分离开。本方法在传统线性约束最小方差(LCMV)算法的基础之上进行改进：对传统算法进行拆分，并在拆分开的两步骤间引入了FIR滤波，再对第二步做相应的改进调整。根据本方法来实现极化回波分离，一方面能够使得不同极化回波的分离隔离度满足应用需求，另一方面也无需过度增加星上运算量，降低了工程实现难度。

Description

一种宽幅全极化星载SAR的极化回波分离方法

技术领域

本发明针对新体制宽幅全极化星载SAR***的关键性问题—混叠回波的分离处理，提供了一种新型极化回波分离方法，主要涉及到微波遥感以及信号处理两大技术领域。

背景技术

通过发射不同的极化脉冲与双极化通道接收回波，全极化星载SAR能够获得在不同极化组合下每个分辨单元的散射信息，这有助于进一步理解目标的后向散射特性。因此，相比于单极化SAR，全极化SAR能够提供更为丰富的目标信息，有助于确定目标散射机理、提升对目标的检测识别分类能力、以及对接收到的杂波干扰的进行抑制。由于全极化技术的引入，SAR的应用领域被极大地拓宽。通过全极化SAR图像，我们可以提取出更多的信息，这些信息在农林监测、水文地理、城市规划、灾害评估以及军事侦察等领域具有无法估量的作用。

现阶段在轨运行的一系列全极化星载SAR***（如德宇航的TerraSAR-X，加拿大航天局的RADARSAT-2等）都是采用交替发射H/V极化脉冲与双极化通道接收回波相结合的方式来实现全极化对地观测成像的，两种极化脉冲的发射间隔为脉冲重复间隔(PRI,Pulse repetitioninterval)，如附图1(a)所示。这一极化方式需将***PRF提升一倍以避免方位模糊的恶化，从而导致成像幅宽减少一半，降低了重访观测频率，这也是目前全极化星载SAR的最大弊端。

为解决以上问题，德宇航DLR于2008年提出了一种的新型全极化星载SAR体制，这一体制在一次脉冲发射期间会连续发射两种极化脉冲(附图1(b)所示与附图2所示)，在接收端再通过双极化通道接收，就能够理论上获得全部四种极化分量，不必再提高***PRF来实现全极化观测。在这一体制提出后，国内外对其理论可行性一致认可，但同时认为这一体制工程实现的最大障碍是不同极化脉冲回波在时间上的混叠。若不能将它们有效分离开，则无法提取各个极化分量。

针对回波分离这一问题，DLR在近年来已无公开文献或者专利发表，因此无法通过公开渠道知晓该机构在这一方面的工作进展情况。在国内方面，中科院电子所的齐维孔在刊物《中国科学E刊》上发表了一篇名为“一种新的多极化星载SAR工作方式研究”的文章来研究并解决这一问题，文中所述方法需要在星上完成距离压缩处理，而后再逐个距离门地进行零陷抑制处理。由于要在星上完成距离压缩，因此极大地增加了星上的运算量，对星上资源需求非常高，很难工程化实现。总之，截止到目前，还未在公开文献上看到有针对上述问题的工程化可实现方案刊出。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，针对新体制全极化星载SAR的回波混叠问题，本发明提出了一种新型俯仰向数字波束形成方法。这一方法通过对传统零点指向处理所采用的线性约束最小方差(LinearConstraint Minimum Variance,LCMV)算法进行改进，在俯仰向上形成两个数字接收波束实现空域滤波(附图3)，在回波接收期间就完成了对两种极化回波的分离。

本发明的技术解决方案为：

一种宽幅全极化星载SAR的极化回波分离方法，所述极化回波为一个脉冲重复间隔内依次发射的H极化脉冲与V极化脉冲相应的回波，且这两种回波在回波接收窗内从不同的视角位置同时返回至接收机，从而在时域上混叠；所述分离方法的步骤如下：

（1）对平面相控阵天线俯仰向上各个接收通道内所接收到的回波依次进行低噪声放大、下变频以及ADC采样处理，将原始回波对应的高频模拟信号变为低频数字信号；

（2）利用所述H极化脉冲与V极化脉冲的实时波达矢量v₁与v₂分别对步骤（1）所获得的低频数字信号进行加权处理，其中俯仰向第k个接收通道的低频数字信号分别被v₁与v₂的第k个元素w_1k与w_2k加权，k为正整数，且k∈[1,N_e],N_e为接收通道的个数；

（3）将俯仰向各个接收通道中两路经不同权值v₁与v₂加权的信号进行相应的FIR滤波处理；

（4）各个接收通道输出的经过加权矢量v₁以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成一路信号；各个接收通道输出的经过加权矢量v₂以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成另一路信号；

（5）通过第一组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第一个发射的H极化脉冲的回波信号；

（6）通过第二组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第二个发射的V极化脉冲的回波信号。

所述步骤（2）中的两个依次发射的所述H极化脉冲与V极化脉冲的波达矢量v₁与v₂是时变的，其表达式分别为

与波达矢量中的第k个元素可表示为 $W_{\mathrm{ik}}=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\sin [{\mathrm{\θ}}_i\left(\mathrm{\τ}\right)\left]\right\}(i=\mathrm{1,2}),$ i=1时代表H极化脉冲，i=2时代表V极化脉冲；

其中λ为波长、d为俯仰向接收通道间隔、θ_i(τ)为H极化脉冲(i=1)或者V极化脉冲(i=2)的回波在τ时刻对应的波达角，其计算方式按如下步骤进行：

（a）通过公式R(τ)=c·τ/2计算在τ时刻H极化脉冲的回波所对应的瞬时斜距R；其中c为光速；V极化脉冲回波的斜距可表示为R'(τ)=c·(τ-T)/2，其中T为两个极化脉冲间的发射间隔；

（b）根据步骤（a）中计算得到的瞬时斜距R(τ)，根据公式

求解出H极化脉冲回波的瞬时星下点视角α(τ)，其中R_e为地球半径，H为卫星轨道高度；

（c）根据天线俯仰向法向星下点视角α_c以及步骤（b）中计算得到的瞬时回波星下点视角α(τ)，利用公式θ(τ)=α(τ)-α_c求得回波相应的波达角。

所述步骤（3）中的FIR滤波器为一8阶时延滤波器，俯仰向第k个接收通道相应的时延量为

其中K_r为发射脉冲的线性调频率，

为在脉冲经过场景中心时刻τ_c时波达角θ(τ)对距离向快时间τ的一阶偏导。

所述步骤（5）与（6）中的加权矢量

分别为矩阵N_e[(V')^HV']^-1的第一行与第二行，其中，(V')^HV'由以下公式来获得：

${\left(v^{\′}\right)}^H{v}^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{22}k\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right],$ 矩阵中所示的元素f'_ijk(τ)可表示为

${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j(\mathrm{\τ}+D_k)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ i,j=1,2,k∈[1,N_e]，θ₂代表V极化脉冲的波达角，θ₁代表H极化脉冲的波达角。

本发明与现有技术相比的有益效果是：

（1）本发明与传统零点指向处理相比，考虑到了脉冲延展性对分离性能的影响。由于子脉冲都具有一定的脉宽，所有在某一特定时刻其在地面都会覆盖一定的区域，而传统零点指向法只能对所覆盖区域的中心位置实现最大增益接收(信号子脉冲)/最深零陷抑制(干扰子脉冲)，而对其它区域无法实现与中心位置相同的增益接收，因此造成隔离度较差，而本发明能够将隔离度提升约10dB，使得两种极化回波在整个接收窗内的隔离度大于25dB，满足了绝大部分的极化SAR应用需求。

（2）本发明将传统零点指向的一步加权合成处理分拆成两步，并在两步加权处理间引入了8阶FIR滤波（附图4所示）。这与先进行距离压缩、再逐个距离门做零点指向处理的回波分离流程相比，极大地降低了星上的***结构及相应的处理运算量，有利于工程化实现。

附图说明

图1为传统体制与新体制全极化星载SAR的方案比较，其中图1(a)为传统体制的全极化方案，图1(b)为新体制全极化方案；

图2为新体制宽幅全极化星载SAR***的脉冲发射时序图；

图3为俯仰向DBF形成的两个数字波束来分离不同位置处的极化回波；

图4为俯仰向第k个子孔径中相应的8阶FIR滤波器处理框图；

图5为基于LCMV算法的传统零点指向被分成两步的***框图；

图6为本发明极化回波分离方法的示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的创新点以及具体实施方式进行详细说明。

由于新体制宽幅全极化星载SAR的两种极化子脉冲（H与V两种极化脉冲）是依次发射的，因此在回波接收窗的任意时刻，H与V两种极化脉冲的回波分别会从不同的视角返回至接收机，且含有不同区域的地表信息(附图3所示)。根据这一差异，我们可利用数字波束形成(DBF)技术在接收端形成两个实时扫描的接收波束分别接收H与V极化脉冲的回波，且每个波束具有以下两方面的特点：

1、最大增益接收相应子脉冲的回波

2、最深零陷抑制干扰子脉冲的回波

在各种波束形成算法中，线性约束最小方差(LCMV)法能够实现以上两

方面性能。这一算法由以下方程组决定：

$W_i^H{v}_i=N_e---\left(1.1\right)$

$W_i^H{v}_j=0(i\≠j)---\left(1.2\right)$

其中i,j∈[1,2](当下标i,j=1表示相关参数为H极化脉冲的相关参数，i,j=2表示参数为V极化脉冲的相关参数)，符号(·)^H表示共轭转置，w_i表示形成第i个子波束的加权矢量，N_e表示俯仰向的接收子孔径数（接收通道数量），v_i和v_j分别表示第i个和第j个子脉冲所对应的导向矢量(steering vecotr)，它们分别可表示为

$v_i={[1,\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)\},...,\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N_e-1)d\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)\left\}\right]}^T---\left(2.1\right)$

和

$v_i={[1,\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)\},...,\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N_e-1)d\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)\left\}\right]}^T---(2.2)$

其中(·)^T为转置符，d为俯仰向子孔径间隔，λ为波长，θ_i与θ_j分别表示第i个与第j个子脉冲回波相对应的俯仰向法向偏移角(off-boresight angle)，即波达角。由于子脉冲是在地面行进的，因此导向矢量v_i和v_j是时变的，这也决定了相应的加权矢量w_i与w_j是时变的。

基于式(2.1)与式(2.2)，定义接收阵列多重矩阵V为

V=[v₁,v₂]      (3)

由此，对波束形成加权矢量w_i的限制条件(1.1)与(1.2)可表示成矩阵方程

$W_i^{H}V=N_e\·e_i^T---\left(4\right)$

其中e_i为一2×2单位矩阵的第i列。通过解以上方程组，我们可得出形成第i个接收子波束的加权矢量w_i为

$W_i^H=N_e\·e_i^T{\left(V^H{S}_{\mathrm{tn}}^{-1}V\right)}^{-1}{V}^H{S}_{\mathrm{tn}}^{-1}---\left(5\right)$

其中S_tn为接收机噪声的协方差矩阵(spectral matrix)。这一噪声可建模成白噪声且功率为

则S_tn可写成

$S_{\mathrm{tn}}={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{tn}}^2\·I_{N_e\×N_e}---\left(6\right)$

其中

为一N_e维的单位矩阵。将式(6)带入到式(5)，则

可简化为

$w_i^H=N_e\·e_i^T{\left(V^{H}V\right)}^{-1}{V}^H---\left(7\right)$

然而，由于脉冲有一定的脉宽，因此其在地面上有一定的延展性，利用式(7)所表示的加权矢量形成的第i个接收子波束只能在某一位置形成最大增益/最深零陷，其余位置无法获得与中心位置相同的接收增益，这会在后期造成分离度不够的问题。

针对这一问题，我们将对传统零点指向处理做以下三方面的创新性改进，以取得更优的分离效果：

(1)将式(7)所表示的传统LCMV加权合成处理分拆成两步。第一步由矩阵VH所包含的两行矢量分别对俯仰向阵列接收的原始信号加权合成输出；第二步是利用行矢量

对第一步所输出的两路信号进行加权合成。附图5给出了将传统LCMV加权处理拆分成两步的示意图。

(2)通过分析SAR回波经过第一步处理后的信号特性，第一步完成之后在俯仰向各个通道内引入了FIR滤波处理，第k个子孔径的滤波器***响应函数

$H_{\mathrm{FIR}\_k}\left(f\right)=\exp \left\{j2\mathrm{\π}\frac{(k-1)f_0}{K_r}f\right\}---\left(8\right)$

其中K_r为发射脉冲的调频信号，(d为俯仰向子孔径间隔，λ为波长，为回波窗中心时刻回波视角对于距离向快时间τ的一节偏微分)。H_{FIR_k}(f)的相位为频率f的一次函数，这一***传递函数对应时域内的延时处理，这可在星上通过一个8点的sinc插值核来实现(附图3所示)。

(3)在FIR滤波处理之后，再次根据信号特性，将LCMV拆分后的第二步加权处理的矢量

做了相应的修正，将其变为

保证了信号间的相干合成，使得最终获取最优的回波分离效果。

注：

$v^{H}v=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{22k}\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right]---\left(9\right)$

其中 ${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j\left(\mathrm{\τ}\right)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ 而(V')^HV'为

${\left(v^{\′}\right)}^H{v}^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{22}k\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right]---\left(10\right)$

其中 ${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j(\mathrm{\τ}+D_k)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ 式中的 $D_k=\frac{(k-1)}{K_r}{f}_0.$

在具体实施过程中，首先需要全极化星载SAR在俯仰向上具有多个接收子孔径(附图3所示)。每个接收子孔径接收到的回波经过低噪放、下变频以及ADC采样后，按照如下流程进行实施：

(1)利用被拆分出的传统零点指向处理中的第一步对数字回波信号进行加权处理；

(2)通过每个俯仰向接收子孔径内相应的FIR滤波器对步骤(1)加权后的信号做相应的时延处理；

(3)最后，利用改进后的零点指向处理中第二步对步骤(2)得到的信号做相应的加权合成处理，即可获得分离开的H与V极化回波。

本发明设计的这一方法能够满足实际应用对不同极化回波的分离要求、且对星上运算量需求不高，能够在星上就实现实时分离。相应的***处理框图如附图6所示，步骤如下：

（1）对平面相控阵天线俯仰向上各个接收通道内所接收到的回波依次进行低噪声放大、下变频以及ADC采样处理，将原始回波对应的高频模拟信号变为低频数字信号；

（2）利用所述H极化脉冲与V极化脉冲的实时波达矢量v₁与v₂分别对步骤（1）所获得的低频数字信号进行加权处理，其中俯仰向第k个接收通道的低频数字信号分别被v₁与v₂的第k个元素w_1k与w_2k加权，k为正整数，且k∈[1,N_e],N_e为接收通道的个数；

所述两个依次发射的所述H极化脉冲与V极化脉冲的波达矢量v₁与v₂是时变的，其表达式分别为

波达矢量中的第k个元素可表示为 $W_{\mathrm{ik}}=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\sin [{\mathrm{\θ}}_i\left(\mathrm{\τ}\right)\left]\right\}(i=\mathrm{1,2}),$ i=1时代表H极化脉冲，i=2时代表V极化脉冲；

其中λ为波长、d为俯仰向接收通道间隔、θ_i(τ)为第i个子脉冲回波(i=1为H极化子脉冲，i=2为V极化子脉冲)在τ时刻对应的波达角，其计算方式按如下步骤进行：

（a）通过公式R(τ)=c·τ/2计算在τ时刻H极化脉冲的回波所对应的瞬时斜距R；其中c为光速；V极化脉冲回波的斜距可表示为R'(τ)=c·(τ-T)/2，其中T为两个极化脉冲间的发射间隔；

（b）根据步骤（a）中计算得到的瞬时斜距R(τ)，根据公式

求解出H极化脉冲回波的瞬时星下点视角α(τ)，其中R_e为地球半径，H为卫星轨道高度；

（c）根据天线俯仰向法向星下点视角α_c以及步骤（b）中计算得到的瞬时回波星下点视角α(τ)，利用公式θ(τ)=α(τ)-α_c求得回波相应的波达角。

（3）将俯仰向各个接收通道中两路经不同权值v₁与v₂加权的信号进行相应的FIR滤波处理；

所述FIR滤波器为一8阶时延滤波器，俯仰向第k个接收通道相应的时延量为其中K_r为发射脉冲的线性调频率，

为在脉冲经过场景中心时刻τ_c时波达角θ(τ)对距离向快时间τ的一阶偏导。

（4）各个接收通道输出的经过加权矢量v₁以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成一路信号；各个接收通道输出的经过加权矢量v₂以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成另一路信号；

（5）通过第一组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第一个发射的H极化脉冲的回波信号；

（6）通过第二组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第二个发射的V极化脉冲的回波信号。

步骤（5）与（6）中的加权矢量

分别为矩阵N_e[(V')^HV']^-1的第一行与第二行，其中，(V')^HV'由以下公式来获得：

${\left(v^{\′}\right)}^H{v}^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{22}k\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right],$ 矩阵中所示的元素f'_ijk(τ)可表示为

${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j(\mathrm{\τ}+D_k)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ i,j=1,2,k∈[1,N_e]，θ₂代表V极化脉冲的波达角，θ₁代表H极化脉冲的波达角。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (5)

1.一种宽幅全极化星载SAR的极化回波分离方法，所述极化回波为一个脉冲重复间隔内依次发射的H极化脉冲与V极化脉冲相应的回波，这两种回波在回波接收窗内从不同的视角位置同时返回至接收机，从而在时域上混叠；其特征在于：所述分离方法的步骤如下：

（1）对平面相控阵天线俯仰向上各个接收通道内所接收到的回波依次进行低噪声放大、下变频以及ADC采样处理，将原始回波对应的高频模拟信号变为低频数字信号；

（2）利用所述H极化脉冲与V极化脉冲的实时波达矢量v₁与v₂分别对步骤（1）所获得的低频数字信号进行加权处理，其中俯仰向第k个接收通道的低频数字信号分别被v₁与v₂的第k个元素w_1k与w_2k加权，k为正整数，且k∈[1,N_e],N_e为接收通道的个数；

（3）将俯仰向各个接收通道中两路经不同权值v₁与v₂加权的信号进行相应的FIR滤波处理；

（4）各个接收通道输出的经过加权矢量v₁以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成一路信号；各个接收通道输出的经过加权矢量v₂以及FIR滤波器处理的信号矢量进行累加合成输出，生成另一路信号；

（5）通过第一组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第一个发射的H极化脉冲的回波信号；

（6）通过第二组加权矢量

对步骤（4）得到的两路信号进行加权合成输出，得到在一个完整的脉冲发射期间第二个发射的V极化脉冲的回波信号。

2.根据权利要求1所述的一种宽幅全极化星载SAR的极化回波分离方法，其特征在于：所述步骤（2）中的两个依次发射的所述H极化脉冲与V极化脉冲的波达矢量v₁与v₂是时变的，其表达式分别为与

波达矢量中的第k个元素可表示为

$W_{\mathrm{ik}}=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\sin [{\mathrm{\θ}}_i\left(\mathrm{\τ}\right)\left]\right\}(i=\mathrm{1,2}),$ i=1时代表H极化脉冲，i=2时代表V极化脉冲；

其中λ为波长、d为俯仰向接收通道间隔、θ_i(τ)为H极化脉冲(i=1)或者V极化脉冲(i=2)的回波在τ时刻对应的波达角，其计算方式按如下步骤进行：

（a）通过公式R(τ)=c·τ/2计算在τ时刻H极化脉冲的回波所对应的瞬时斜距R；其中c为光速；V极化脉冲回波的斜距可表示为R'(τ)=c·(τ-T)/2，其中T为两个极化脉冲间的发射间隔；

（b）根据步骤（a）中计算得到的瞬时斜距R(τ)，根据公式

求解出H极化脉冲回波的瞬时星下点视角α(τ)，其中R_e为地球半径，H为卫星轨道高度；

（c）根据天线俯仰向法向星下点视角α_c以及步骤（b）中计算得到的瞬时回波星下点视角α(τ)，利用公式θ(τ)=α(τ)-α_c求得回波相应的波达角。

3.根据权利要求1所述的一种宽幅全极化星载SAR的几何回波分离方法，其特征在于：所述步骤（3）中的FIR滤波器为一8阶时延滤波器，俯仰向第k个接收通道相应的时延量为

其中K_r为发射脉冲的线性调频率，为在脉冲经过场景中心时刻τ_c时波达角θ(τ)对距离向快时间τ的一阶偏导。

4.根据权利要求1所述的一种宽幅全极化星载SAR的几何回波分离方法，其特征在于：所述步骤（5）中的加权矢量

为矩阵N_e[(V')^HV']^-1的第一行，其中，(V')^HV'由以下公式来获得： ${\left(v^{\′}\right)}^H{v}^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{22}k\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right],$ 矩阵中所示的元素f'_ijk(τ)可表示为

${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j(\mathrm{\τ}+D_k)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ i,j=1,2,k∈[1,N_e]，θ₁代表H极化脉冲的波达角，θ₂代表V极化脉冲的波达角。

5.根据权利要求1所述的一种宽幅全极化星载SAR的几何回波分离方法，其特征在于：所述步骤（5）与（6）中的加权矢量

为矩阵

N_e[(V')^HV']^-1的第二行，其中，(V')^HV'由以下公式来获得：

${\left(v^{\′}\right)}^H{v}^{\′}=\left[\begin{array}{cc}\underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{11k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{12k}\left(\mathrm{\τ}\right)\\ \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{21k}\left(\mathrm{\τ}\right)& \underset{k=1}{\overset{N_e}{\mathrm{\Σ}}}{f^{\′}}_{22}k\left(\mathrm{\τ}\right)\end{array}\right],$ 矩阵中所示的元素f'_ijk(τ)可表示为

${f^{\′}}_{\mathrm{ilk}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\exp \{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\·\{\sin \left[{\mathrm{\θ}}_j(\mathrm{\τ}+D_k)\right]-\sin \left[{\mathrm{\θ}}_i(\mathrm{\τ}+D_k)\right]\left\}\right\},$ i,j=1,2,k∈[1,N_e]，θ₁代表H极化脉冲的波达角，θ₂代表V极化脉冲的波达角。

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