CN103840480B - 一种六相交流电机谐波电流控制策略 - Google Patents

Abstract

一种六相交流电机谐波电流控制策略，是在常规三相交流电机控制方法基础上增加负序5次和正序7次谐波电流检测及闭环控制方法。第一定子的锁相环不仅输出第一定子的磁链角度和频率，还增加了负序6次角度和正序6次角度输出，并根据两个定子的设计相位差，输出第二定子的磁链角度、第二定子负序6次和正序6次角度；再根据同步旋转坐标系上两定子电流的特征，分解出定子电流的负序5次和正序7次谐波电流分量，然后对负序5次和正序7次电流进行闭环控制，控制结果经坐标变换后，叠加到同步旋转坐标系上基波电流控制输出的基波控制电压，再经同步旋转坐标反变换和PWM模块输出脉宽波，控制对应电力电子器件组成的变流器功率单元。

Description

一种六相交流电机谐波电流控制策略

技术领域

本发明涉及一种六相交流电机的谐波电流控制方法。

背景技术

近年来，随着能源短缺和环境恶化问题的日益严重，可再生能源尤其是风能的利用越来越受到重视。在众多的风力发电方案中，双馈机组和全功率机组是常见的两种机型。全功率风电机组采用永磁或电励磁同步交流发电机作为电能转化装置，在发电机与电网之间通过全功率变流器柔性连接，具有很好的电网适应性，且转速范围更宽，有利于利用小风速的风能，越来越受到国内外风机厂商的青睐。

风电机组单机容量越来越大，但变流器的输出电压和电流受电力电子器件制造水平的限制，只能采用器件串并联方式，有高电压和大电流两个发展方向。在早期1.5MW及以下风电机组中，广泛使用如图1所示电气拓扑，发电机输出经由二极管不控整流+Boost电路组成的机侧变流器后将有功功率输出到直流母线，直流母线能量经PWM变换器组成的网侧变流器输送到电网。六相交流电机与三相交流电机相比，可以抑制6m±1次电流谐波进入主磁通，并可以将直流电压脉动从6次提高到12次，被广泛应用于图1所示机侧变流器二极管不控整流场合。

风机技术的发展，对变流器控制提出了越来越高的需求，机侧变流器逐渐采用基于IGBT的PWM变流电路替代图1所示的二极管不控整流+boost电路方式。考虑到整机技术的延续性和维护方便性，发电机相当一部分还是采用六相交流电机方式。这样，对应六相交流电机，图2所示的电气拓扑中，机侧变流器包含由电力电子器件（一般为IGBT）组成的六相功率单元，采用矢量控制策略对发电机转矩和无功进行解耦控制，其中A1、B1、C1为定子1三相，A2、B2、C2为定子2三相，定子1超前定子2电角度π/6。

针对六相交流电机，假设六相绕组电感相同，以A相磁链为例分析各次谐波流通的磁路。设A相磁链为漏磁链为L_σ，相间磁链为L_A，六相电流i_A1、i_B1、i_C1、i_A2、i_B2、i_C2幅值相等。则A相磁链表达式为：

将六相电流表达式带入磁链方程当n=6m±1（m为1、2、…正整数）时，A相磁链表达式互感部分相互抵消，只与A相漏感有关。这说明6m±1次磁链不进入主磁路，只与本相电流及漏感有关。

由于六相交流电机6m±1次电流谐波不进入主磁路，回路阻抗仅为定子漏感，阻抗相对很小。对于PWM变流电路，包含所有2n+1（n为1、2…正整数）次电压谐波，谐波次数越低幅值越大。当六相交流电机6m±1次谐波和PWM变流器2n+1次谐波重合时，由于线路阻抗小，不大的电压谐波就会产生一定的谐波电流，尤其是5、7次谐波造成的影响不能忽略，如果对这些电流谐波不加以控制，会严重影响变流器及发电机的性能。当谐波次数变高到11、13次后，谐波电压变小，线路阻抗随频率变大，影响基本可以忽略。

目前常用的控制策略是将六相交流电机视为一体，采用复杂的变换矩阵，将六相电流变换到dq、z₁z₂、o₁o₂平面对电流分别进行控制。这样很难将六相（又称定子双绕组差30度）交流电机和双绕组三相（定子双绕组无相差）交流电机控制程序实现兼容，增加变流器软件开发及维护工作量。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的缺点，提供一种应用于六相交流电机的谐波电流控制策略。本发明在三相交流电机常规矢量控制策略的基础上，添加5次、7次谐波电流分离和闭环控制策略。当PWM变流器拖动六相交流电机时，采用本发明可对谐波电流进行有效控制，可以简化变流器硬件滤波器的设计，降低发电机损耗，提高发电机及变流器性能。同时通过简单的配置第一定子和第二定子相位差、5次、7次谐波电流PI调节器参数，可以使一套程序具备六相交流电机和双绕组三相交流电机的匹配能力。

本发明基于以下原理：

六相交流电机电流方程中：

式中：I_ABC1、I_ABC2分别为第一定子和第二定子的三相电流。

采用矢量控制常用的同步旋转坐标变换矩阵：

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

分别将第一定子电流I_ABC1和第二定子电流I_ABC2从ABC三相静止坐标系变换到dq两相同步旋转坐标系，可以发现以下规律：

（1）、当n=1（基波）时，I_dq1＝I_dq2，即第一定子和第二定子电流相等；

（2）当n=6m±1时，I_dq1+I_dq2＝0，即第一定子和第二定子电流幅值相等，符号相反；利用这个规律，可以通过简单的代数运算分离出六相交流电机的6m±1次谐波电流，即对于第一定子，6m±1谐波电流为有了谐波电流，就可以在常规三相交流电机控制的基础上添加辅助谐波电流控制策略，实现控制六相交流电机的目的。

本发明应用于六相交流电机的谐波电流控制策略采用的技术方案为：

本发明在原有的三相交流电机常规控制策略基础上增加了5次、7次谐波电流控制策略。

三相交流电机常规控制策略是：采集定子三相电压经锁相环得到磁链角度和频率，采集三相定子电流经同步旋转坐标变换后得到励磁电流分量和转矩电流分量，采用PI调节器分别控制励磁电流分量和转矩电流分量；控制结果经同步旋转坐标反变换和PWM模块调制后输出脉宽波，控制电力电子器件组成的变流器功率单元。

在三相交流同步电机常规控制策略的基础上，本发明应用于六相交流电机的谐波电流控制策略中，第一定子的锁相环不仅输出第一定子的磁链角度和频率，增加负序6次角度和正序6次角度输出，并根据两个定子的设计相位差，输出第二定子的磁链角度、第二定子负序6次和正序6次角度；再根据同步旋转坐标系上两定子电流的特征，分解出定子电流的负序5次和正序7次谐波电流分量，然后对负序5次和正序7次电流进行闭环控制，控制结果经坐标变换后叠加到同步旋转坐标系上基波电流控制输出的基波控制电压。

本发明中，5次、7次谐波电流分解策略采用将同步旋转坐标系上的两定子电流励磁分量和转矩分量分别做减法运算，得到与5次、7次谐波电流相关的正负序6次电流分量，然后将6次电流分量通过坐标变换分别变换到负序5次和正序7次坐标系上。在负序5次旋转坐标系上，负序5次谐波电流为直流分量，正序7次谐波电流为12次谐波分量，采用低通滤波器（LPF）滤除12次谐波得到负序5次谐波电流分量；与负序5次电流滤出方法相同，在正序7次旋转坐标系上得到正序7次谐波电流分量。

本发明中，负序5次和正序7次谐波电流在各自旋转坐标系上进行PI调节器控制，计算结果经坐标反变换到同步旋转坐标系坐标系，与基波输出叠加后再经过同步旋转坐标反变换和PWM模块调制，输出脉宽波控制电力电子器件组成的变流器功率单元。

本发明中，第一定子基波电流和第二定子基波电流做加法后，采用一套PI调节器进行闭环控制，在50%功率下仅起动1套绕组也能很好跟踪主控有功给定；通过将两定子相位差设置为0，将5次、7次谐波PI调节器参数设置为0，算法自动切换为定子双绕组三相交流电机控制，实现两种电机控制策略的切换，减少软件版本及维护工作量。

本发明中对六相交流电机电流控制方法的具体步骤为：

（1）将六相电机定子分为第一定子和第二定子，第一定子超前第二定子电角度π/6，采集第一定子三相电压，经锁相环得到第一定子的磁链角度θ_s1、负序6次角度θ_-6s1和正序6次角度θ_+6s1，并根据第二定子和第一定子的相位差π/6，得到第二定子的磁链角度θ_s2、负序6次角度θ_-6s2和正序6次角度θ_+6s2。采集第一定子和第二定子的电流，利用第一定子的磁链角度θ_s1、第二定子的磁连角度θ_s2，将电流变换到各自同步旋转坐标系上，基波电流相等，负序5次和正序7次谐波电流变为负序6次和正序6次谐波电流，且第一定子和第二定子正负序6次谐波电流幅值相等符号相反，第一定子和第二定子的电流对应相加，得到常规三相电机控制策略中的基波电流反馈，第一定子和第二定子的电流对应相减，得到正负序6次电流励磁分量I_m(±6)与正负序6次电流转矩分量I_t(±6)。正负序6次电流励磁分量I_m(±6)、正负序6次电流转矩分量I_t(±6)经θ_-6s1旋转坐标变换到负序5次旋转坐标系，用低通滤波器得到直流形式的负序5次谐波电流励磁分量和转矩分量；正负序6次电流励磁分量I_m(±6)、正负序6次电流转矩分量I_t(±6)经θ_+6s1旋转坐标变换到正序7次旋转坐标系，用低通滤波器得到直流形式的正序7次谐波电流励磁分量和转矩分量；

（2）在第一定子同步旋转坐标系上，采用PI调节器分别控制基波电流的励磁分量和转矩分量，输出基波控制电压U_1cm、U_1ct；对负序5次和正序7次谐波电流分别在各自旋转坐标系上进行闭环控制。负序5次谐波电流在负序5次旋转坐标系上为直流形式，采用PI调节器将其闭环控制为0，并输出直流形式的负序5次谐波补偿电压；正序7次谐波电流在正序7次旋转坐标系上为直流形式，采用PI调节器将其闭环控制为0，并输出直流形式的正序7次谐波补偿电压；

（3）步骤（2）输出的直流形式的负序5次谐波补偿电压经θ_-6s1、θ_-6s2变换后得到同步旋转坐标系上的负序5次谐波补偿电压；直流形式的正序7次谐波补偿电压经θ_+6s1、θ_+6s2坐标变换后得到θ_s1、θ_s2同步旋转坐标系上的正序7次谐波补偿电压；同步旋转坐标系上的负序5次谐波补偿电压和正序7次谐波补偿电压与步骤（2）输出的基波控制电压U_1cm、U_1ct叠加后，经θ_s1、θ_s2同步旋转坐标反变换和PWM模块输出脉宽波，控制对应电力电子器件组成的变流器功率单元。

如将本发明的第一定子、第二定子的相位差设置为0，负序5次、正序7次谐波电流PI调节器参数设置为0，定子双绕组差30度的六相交流电机控制策略自动降级为定子双绕组无相差的双绕组三相交流电机控制策略，便可实现匹配两种电机控制策略的切换。

附图说明

图1机侧采用不控整流+Boost电路方案的变流器拓扑；

图2机侧采用PWM变流方案的变流器拓扑；

图3本发明中5次、7次谐波电流分解策略；

图4本发明中六相交流电机电流控制方案。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

全功率变流器与六相交流电机连接拓扑如图2所示。全功率变流器主要由电网侧变流器10与电机测变流器20组成。电网侧变流器和电机侧变流器功率单元均为IGBT结构，其中电网侧电流通过串联电抗器连接电网，电机侧变流器通过du/dt电抗器30与发电机定子连接，S₁₁、S₁₂组成A1相功率单元40，S₂₁、S₂₂组成B1相功率单元50，S₃₁、S₃₂组成C1相功率单元60，S₄₁、S₄₂组成A2相功率单元70，S₅₁、S₅₂组成B2相功率单元80，S₆₁、S₆₂组成C2相功率单元90。功率单元A1、B1、C1为一套，组成第一定子变流器，功率单元A2、B2、C2为一套，组成第二定子变流器。本发明的控制对象为由S₁₁～S₆₂40、50、60、70、80、90电力电子器件组成的机侧变流器。

本发明六相交流电机的谐波电流控制策略的步骤如图3、图4所示。

步骤1：采集第一定子的三相电压，通过锁相环计算第一定子的磁链角度θ_s1，减去π/6得到第二定子的磁链角度θ_s2，锁相环同时计算出第一定子的负序6次角度θ_-6s1、正序6次角度θ_+6s1和第二定子的负序6次角度θ_-6s2、正序6次角度θ_+6s2，如图4中100所示；

步骤2：采集第一定子的三相电流，经θ_s1同步旋转坐标变换后，得到第一定子电流的励磁分量I_m1ack和转矩分量I_t1ack，如图4中000-3所示；采集第二定子的三相电流，经θ_s2同步旋转坐标变换后得到第二定子电流的励磁分量I_m2ack和转矩分量I_t2ack，如图4中200所示；

步骤3：第一定子电流的励磁分量I_m1ack、转矩分量I_t1ack和第二定子电流的励磁分量I_m2ack、转矩分量I_t2ack进入基波电流PI控制模块400。在基波电流PI控制模块400中相加得到基波电流反馈，与励磁电流I_mref和转矩电流I_tref比较后经PI调节器，实现常规控制策略中的基波电流闭环控制。基波电流PI控制模块400输出的基波补偿电压再加上电压前馈410后得到第一定子和第二定子的基波控制电压U_1cm和U_1ct；

步骤4：第一定子电流的励磁分量I_m1ack、转矩分量I_t1ack和第二定子电流的励磁分量I_m2ack、转矩分量I_t2ack进入谐波电流分解模块300。谐波电流分解模块策略如图3所示，在谐波电流分解模块中，第一定子电流的励磁分量I_m1ack和第二定子电流的励磁分量I_m2ack相减再乘以0.5系数，得到θ_s1同步旋转坐标系上6次谐波电流励磁分量I_m(±6)，第一定子电流的转矩分量I_t1ack和第二定子电流的转矩分量I_t2ack相减再乘以0.5系数，得到θ_s1同步旋转坐标系上6次谐波电流转矩分量I_t(±6)，如图3中001、002所示。6次谐波电流励磁分量I_m(±6)和转矩分量I_t(±6)经负序6次角度θ_-6s1坐标变换，如图3中003，定子电流中的负序5次谐波变为直流，正序7次谐波变为12次谐波，负序6次角度θ_-6s1坐标变换模块的输出经低通滤波器LPF，如图2中005、006，得到直流形式的负序5次谐波电流励磁分量I_-5mack和转矩分量I_-5tack；6次谐波电流励磁分量I_m(±6)和转矩分量I_t(±6)经正序6次角度θ_+6s1坐标变换，如图3中004，定子电流中的正序7次谐波变为直流，负序5次谐波变为12次谐波，正序6次角度θ_+6s1坐标变换模块输出经低通滤波器LPF，图2中007、008，得到直流形式的正序7次谐波电流励磁分量I_+7mack和转矩分量I_+7tack。

步骤5：在-5次电流PI控制模块401中对直流形式的负序5次谐波电流进行闭环控制，-5次电流PI控制模块401输出信号经θ_-6s1旋转坐标反变换，如图4中602，得到第一定子负序5次谐波补偿电压励磁分量U_1cm(-5)和转矩分量U_1ct(-5)，-5次电流PI控制模块401输出信号经θ_-6s2旋转坐标反变换，如图4中603，得到第二定子负序5次谐波补偿电压励磁分量U_2cm(-5)和转矩分量U_2ct(-5)；

步骤6：在+7次电流PI控制模块402中对直流形式的正序7次谐波电流进行闭环控制，+7次电流PI控制模块402输出信号经θ_+6s1旋转坐标反变换，如图4中604，得到第一定子的正序7次谐波补偿电压励磁分量U_1cm(+7)和转矩分量U_1ct(+7)，+7次电流PI控制模块402输出信号经θ_+6s2旋转坐标反变换，如图4中605，得到第二定子的正序7次谐波补偿电压励磁分量U_2cm(+7)和转矩分量U_2ct(+7)；

步骤7：步骤5输出的负序5次谐波补偿电压励磁分量U_1cm(-5)、转矩分量U_1ct(-5)和步骤6输出的正序7次谐波补偿电压励磁分量分量U_1cm(+7)、转矩分量U_1ct(+7)做加法运算，得到第一定子的谐波补偿电压，如图4中502，第一定子谐波补偿电压再与基波控制电压励磁分量U_1cm、转矩分量U_1ct相加，得到第一定子控制全电压，如图4中500；步骤5输出的负序5次谐波补偿电压励磁分量U_2cm(-5)、转矩分量U_2ct(-5)和步骤6输出的正序7次谐波补偿电压励磁分量U_2cm(+7)、转矩分量U_2ct(+7)做加法运算得到定子2谐波电压补偿分量，如图4中503，定子2谐波电压补偿分量再与基波控制电压励磁分量U_2cm、转矩分量U_2ct相加得到第二定子控制全电压，如图4中501；

步骤8：步骤7输出的第一定子控制全电压经θ_s1旋转坐标反变换后得到αβ控制电压U_1cα、U_1cβ，如图4中600；步骤7输出的第二定子控制全电压经θ_s2旋转坐标反变换后得到αβ控制电压U_2cα、U_2cβ，如图4中601；

步骤9：步骤8输出的第一定子αβ控制电压U_1cα、U_1cβ经PWM模块700调制得到脉宽波去驱动S11～S32组成的功率单元40、50、60；步骤8输出的第二定子αβ控制电压U_2cα、U_2cβ经PWM模块701调制得到脉宽波去驱动S41～S62组成的功率单元70、80、90。

步骤10：当本发明控制策略匹配定子双绕组无相差交流电机时，将第一定子和第二定子相位差设置为0，并将-5次电流PI控制模块401和+7次电流PI控制模块402中参数设为0，控制策略自动降级为双绕组无相差交流电机的控制策略。

Claims (3)

1.一种六相交流电机谐波电流控制方法，其特征在于所述的控制方法是在常规三相交流电机控制方法基础上增加负序5次和正序7次谐波电流检测及闭环控制方法；第一定子的锁相环不仅输出第一定子的磁链角度和频率，还增加了负序6次角度和正序6次角度输出，并根据两个定子的设计相位差，输出第二定子的磁链角度、第二定子负序6次和正序6次角度；再根据同步旋转坐标系上两定子电流的特征，分解出定子电流的负序5次和正序7次谐波电流分量，然后对负序5次和正序7次电流进行闭环控制，控制结果经坐标变换后，叠加到同步旋转坐标系上基波电流控制输出的基波控制电压，再经同步旋转坐标反变换和PWM模块输出脉宽波，控制对应电力电子器件组成的变流器功率单元。

2.根据权利要求1所述的六相交流电机谐波电流控制方法，其特征在于所述控制方法包括下步骤：

(1)将六相电机定子分为第一定子和第二定子，第一定子超前第二定子电角度π/6，采集第一定子的三相电压，经锁相环得到第一定子的磁链角度θ_s1、负序6次角度θ_-6s1和正序6次角度θ_+6s1，并根据第二定子和第一定子的相位差π/6，得到第二定子的磁链角度θ_s2、负序6次角度θ_-6s2和正序6次角度θ_+6s2；采集第一定子和第二定子的电流，利用第一定子的磁链角度θ_s1、第二定子的磁链角度θ_s2，将电流变换到各自同步旋转坐标系上，基波电流相等，负序5次和正序7次谐波电流变为负序6次和正序6次谐波电流，且第一定子和第二定子正负序6次谐波电流幅值相等符号相反，第一定子和第二定子的电流对应相加，得到常规三相电机控制策略中的基波电流反馈，第一定子和第二定子的电流对应相减，得到正负序6次电流励磁分量I_m(±6)与正负序6次电流转矩分量I_t(±6)；正负序6次电流励磁分量I_m(±6)、正负序6次电流转矩分量I_t(±6)经θ_-6s1旋转坐标变换到负序5次旋转坐标系，用低通滤波器得到直流形式的负序5次谐波电流励磁分量和转矩分量；正负序6次电流励磁分量I_m(±6)、正负序6次电流转矩分量I_t(±6)经θ_+6s1旋转坐标变换到正序7次旋转坐标系，用低通滤波器得到直流形式的正序7次谐波电流励磁分量和转矩分量；

(2)在第一定子同步旋转坐标系上，采用PI调节器分别控制基波电流的励磁分量和转矩分量，输出基波控制电压U_1cm、U_1ct；对负序5次和正序7次谐波电流分别在各自旋转坐标系上进行闭环控制；负序5次谐波电流在负序5次旋转坐标系上为直流形式，采用PI调节器将其闭环控制为0，并输出直流形式的负序5次谐波补偿电压；正序7次谐波电流在正序7次旋转坐标系上为直流形式，采用PI调节器将其闭环控制为0，并输出直流形式的正序7次谐波补偿电压；

(3)所述步骤(2)输出的直流形式的负序5次谐波补偿电压经θ_-6s1、θ_-6s2变换后得到同步旋转坐标系上的负序5次谐波补偿电压；直流形式的正序7次谐波补偿电压经θ_+6s1、θ_+6s2坐标变换后得到θ_s1、θ_s2同步旋转坐标系上的正序7次谐波补偿电压；同步旋转坐标系上的负序5次谐波补偿电压和正序7次谐波补偿电压与步骤(2)输出的基波控制电压U_1cm、U_1ct叠加后，经θ_s1、θ_s2同步旋转坐标反变换和PWM模块输出脉宽波，控制对应电力电子器件组成的变流器功率单元。

3.根据权利要求1或2所述的六相交流电机谐波电流控制方法，其特征在于通过将第一定子和第二定子的相位差设置为0，负序5次、正序7次谐波电流PI调节器参数设置为0，定子双绕组差30度的六相交流电机控制策略自动降级为定子双绕组无相差的双绕组三相交流电机控制策略，实现匹配两种电机控制策略的切换。