CN103828214A - 热泵装置、热泵***和逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于在对压缩机供给高频交流电压来加热压缩机的情况下，防止因流过较大的电流而导致电动机或逆变器发生破损。热泵装置包括：逆变器控制部，其对逆变器（9）输出PWM信号；电流检测部（20），其检测流过逆变器（9）的电流值，减小所检测出的电流值中频率为第一频率以上的电流值再输出；以及驱动信号停止部（41、42），其在电流检测部（20）输出的电流值为截止电平以上的情况下，停止向逆变器（9）输出PWM信号。特别是，逆变器控制部以电压指令值为根据第一频率设定出的下限值以上的方式生成电压指令值，并基于生成的电压指令值和载波信号生成PWM信号，由此使向电动机输出电压的时间为规定时间以上。

Description

热泵装置、热泵***和逆变器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种热泵装置中使用的压缩机的加热技术。

背景技术

在专利文献1中有如下记载：制暖时在运转停止期间对压缩机供给高频的低电压。在专利文献2中有如下记载：在空调机的周围变成低温的情况下，对压缩机供给频率为25kHz高频的高于通常运转期间的频率的单相交流电压。

专利文献1和2中记载的技术，都是通过根据外部空气温度的下降对压缩机施加高频交流电压来加热或保温压缩机，从而使压缩机内部的润滑作用顺畅进行。

专利文献

专利文献1：日本实开昭60-68341号公报

专利文献2：日本特开昭61-91445号公报

发明内容

为了防止在有较大电流流过的情况下电动机或逆变器发生破损，可以考虑到对流过逆变器的电流值进行检测，在检测出的电流值较大的情况下，停止从逆变器对电动机施加电压。

然而，在对压缩机供给高频交流电压的情况下，尽管流过逆变器的电流值较大，但是也由于检测出的电流值是高频的，因而有可能被当做噪音而被去除。其结果，尽管流过逆变器的电流值较大，也不会停止从逆变器对电动机施加电压，而存在电动机或逆变器发生破损的可能性。

本发明的目的在于，在对压缩机供给高频交流电压来加热压缩机的情况下，防止因流过较大的电流而导致电动机或逆变器发生破损。

本发明涉及的热泵装置，其特征在于，包括：压缩机，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构；电动机，其使上述压缩机具有的上述压缩机构运作；逆变器，其对上述电动机施加规定电压；逆变器控制部，其对上述逆变器输出驱动信号，控制上述逆变器；电流检测部，其检测流过上述逆变器的电流值，减小所检测出的电流值中为预先设定出的第一频率以上的电流值再输出；以及驱动信号停止部，其在上述电流检测部输出的电流值为规定的电流值以上的情况下，停止从上述逆变器控制部向上述逆变器输出驱动信号，其中上述逆变器控制部包括：电压指令生成部，其生成并输出电压指令值；驱动信号生成部，其比较上述电压指令生成部输出的电压指令值和规定频率的基准信号的值，基于比较结果生成驱动信号，并将生成的驱动信号输出到上述逆变器；以及电压指令值控制部，其控制电压指令值的值，以使上述电压指令生成部生成的电压指令值为根据上述第一频率设定出的下限值以上的值。

发明效果

在本发明涉及的热泵装置中，生成在根据第一频率设定出的下限值以上的电压指令值，并生成驱动信号。由此，电流的频率降低，不会将电流值当做噪音而去除。因此，能够对逆变器中流过较大电流的情况进行可靠的检测，能够可靠地停止从逆变器对电动机输出的电压，从而能够防止电动机或逆变器发生破损。

附图说明

图1是表示实施方式1的热泵装置100的结构的图。

图2是表示实施方式1的逆变器9的结构的图。

图3是表示实施方式1的逆变器控制部10的结构的图。

图4是表示实施方式1的PWM信号生成部26的输入输出波形的图。

图5是表示实施方式1的8种开关模式的图。

图6是表示实施方式1的加热判定部12的结构的图。

图7是表示实施方式1的逆变器控制部10的动作的流程图。

图8是表示实施方式2的逆变器控制部10的结构的图。

图9是选择部23在载波信号的峰顶和谷底的定时交替切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

图10是图9所示的电压矢量的变化的说明图。

图11是选择部23在载波信号的谷底的定时交替切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

图12是IPM电动机的转子位置的说明图。

图13是表示由转子位置引起的电流变化的图。

图14是表示使θf随着时间的经过而变化的情况下的施加电压的图。

图15是表示θf为0度（U相（V4）方向为0度）、30度、60度时电动机8的UVW各相中流过的电流的图。

图16是表示实施方式3的逆变器9的结构的图。

图17是表示流过电动机8的电压和电流、以及由电流检测部20检测出的电流值的图。

图18是表示电压指令值V*和电流值I的关系的图。

图19是表示实施方式3的逆变器控制部10的结构的图。

图20是表示电压指令值V*和载波信号的关系的图。

图21是表示死区时间和PWM信号的关系的图。

图22是实施方式6涉及的热泵装置100的电路结构图。

图23是关于图22所示的热泵装置100的制冷剂的状态的莫里尔（Mollier）图。

[符号的说明]

1 压缩机

2 四通阀

3 热交换器

4 膨胀机构

5 热交换器

6 制冷剂配管

7 压缩机构

8 电动机

9 逆变器

10逆变器控制部

11高频电压发生部

12 加热判定部

13 交流电源

14 整流器

15 滤波电容器

16 母线电压检测部

17 开关元件

18 续流二极管

19 电压施加部

20 电流检测部

21 表数据

22 外部输入部

23 选择部

24 积分器

25 电压指令生成部

26PWM 信号生成部

27 电流比较部

28 电压比较部

29 温度检测部

30 温度比较部

31 第一逻辑积计算部

32 休眠判定部

33 经过时间计测部

34 时间比较部

35 复位部

36 逻辑和计算部

37 第二逻辑积计算部

38 加热量判断部

39 加法部

40 滤波器部

41 比较部

42 PWM截止部

43 电压指令值控制部

51 压缩机

52、57 热交换器

53、56、61 膨胀机构

54 接收器

55 内部热交换器

58 主制冷剂回路

59 四通阀

60 风扇

62 喷射回路

63 水回路

100 热泵装置

具体实施方式

（实施方式1）

在实施方式1中，对热泵装置100的基本结构和动作进行说明。

图1是表示实施方式1的热泵装置100的结构的图。

实施方式1的热泵装置100具备制冷循环，其通过制冷剂配管6将压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4、热交换器5依序连接而成。在压缩机1的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构7和使该压缩机构7运作的电动机8。电动机8是具有U相、V相、W相的三相绕组的三相电动机。

此外，对电动机8供给电压将其驱动的逆变器9与电动机8电连接。逆变器9分别对电动机8的U相、V相、W相的绕组施加电压Vu、Vv、Vw。

逆变器9与具备高频电压发生部11和加热判定部12（状态检测部）的逆变器控制部10电连接。逆变器控制部10基于从逆变器9输送的作为逆变器9的电源电压的母线电压Vdc和电动机8中流过的电流I的值，判断是否需要加热电动机8，并且在需要加热电动机8的情况下，向逆变器9输出PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制）信号（驱动信号）。

图2是表示实施方式1的逆变器9的结构的图。

逆变器9包括：交流电源13；对从交流电源13供给的电压进行整流的整流器14；使由整流器14整流的电压平滑来生成直流电压（母线电压Vdc）的滤波电容器（smoothing condenser）15；以及检测由滤波电容器15生成的母线电压Vdc并将其输出到逆变器控制部10的母线电压检测部16。

此外，逆变器9具备将母线电压Vdc作为电源的电压施加部19。电压施加部19是2个开关元件（17a和17d、17b和17e、17c和17f）的串联连接部以3个并联连接，并且具备分别与各开关元件17a～17f并联连接的续流二极管18a～18f的电路。电压施加部19根据由逆变器控制部10传送的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，对分别对应的开关元件（UP对应17a，VP对应17b，WP对应17c，UN对应17d，VN对应17e，WN对应17f）进行驱动。而且，电压施加部19分别对电动机8的U相、V相、W相的绕组施加与驱动的开关元件17对应的电压Vu、Vv、Vw。

逆变器9还具备电流检测部20，用于通过对电动机8的U相、V相、W相的绕组施加电压Vu、Vv、Vw，检测从逆变器9流向电动机8的电流I，并将其输出到逆变器控制部10。

图3是表示实施方式1的逆变器控制部10的结构的图。

如上所述，逆变器控制部10具备高频电压发生部11和加热判定部12。加热判定部12将在后文中描述，这里对高频电压发生部11进行说明。

高频电压发生部11包括表数据21、外部输入部22、选择部23、积分器24、电压指令生成部25、PWM信号生成部26。

选择部23选择从加热判定部12输出的电压指令值Vc、表数据21中记录的电压指令值Vt和从外部输入部22输入的电压指令值Va中的任一个值作为电压指令值V*并输出。此外，选择部23选择表数据21中记录的转速指令值ωt和从外部输入部22输入的转速指令值ωa中的任一个值作为转速指令值ω*并输出。

积分器24基于选择部23输出的转速指令值ω*求得电压相位θ。

电压指令生成部25将选择部23输出的电压指令值V*和积分器24求出的电压相位θ作为输入，生成并输出电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

PWM信号生成部26基于电压指令生成部25输出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*和母线电压Vdc，生成PWM信号（UP、VP、WP、UN、VN、WN），并输出到逆变器9。

对电压指令生成部25生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的方法和PWM信号生成部26生成PWM信号的方法进行说明。

图4是表示实施方式1的PWM信号生成部26的输入输出波形的图。

例如如式（1）～式（3）所示那样将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*定义为相位各相差2π/3的余弦波（正弦波）。其中，V*是电压指令值的振幅，θ是电压指令值的相位。

Vu*=V*cosθ…（1）

Vv*=V*cos（θ－（2/3）π）…（2）

Vw*=V*cos（θ＋（2/3）π）…（3）

电压指令生成部25基于选择部23输出的电压指令值V*和积分器24求出的电压相位θ，根据式（1）～式（3）计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，将计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26。PWM信号生成部26将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与规定频率下振幅为Vdc/2的载波信号（基准信号）进行比较，基于相互的大小关系生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。

例如在电压指令值Vu*比载波信号大的情况下，将UP设为使开关元件17a导通的电压，而将UN设为使开关元件17d断开的电压。此外，在电压指令值Vu*比载波信号小的情况下则相反，将UP设为使开关元件17a断开的电压，而将UN设为使开关元件17d导通的电压。关于其他信号也同样如此，通过比较电压指令值Vv*与载波信号来决定VP、VN，通过比较电压指令值Vw*与载波信号来决定WP、WN。

在通常的逆变器的情况下，由于采用互补PWM方式，所以UP与UN、VP与VN、WP与WN成为相互相反的关系。因此，开关模式全部为8种。

图5是表示实施方式1的8种开关模式的图。此外，在图5中对在各开关模式产生的电压矢量标注V0～V7的符号。此外，用±U、±V、±W（不产生电压的情况下为0）表示各电压矢量的电压的方向。这里，＋U是使通过U相流入电动机8而通过V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流产生的电压，－U是使通过V相和W相流入电动机8而通过U相从电动机8流出的－U相方向的电流产生的电压。关于±V、±W也是同样的解释。

通过组合图5所示的开关模式输出电压矢量，能够使逆变器9输出所期望的电压。此时，通过使相位θ高速地变化，能够输出高频电压。

此外，除式（1）～式（3）以外，也可以通过两相调制、三次谐波叠加调制、空间矢量调制等求得电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*。

图6是表示实施方式1的加热判定部12的结构的图。

加热判定部12基于逆变器9的母线电压检测部16检测出的母线电压Vdc、逆变器9的电流检测部20检测出的电流I等，控制高频电压发生部11的动作状态（ON/OFF，导通/断开）。

加热判定部12包括电流比较部27、电压比较部28、温度检测部29、温度比较部30、第一逻辑积计算部31、休眠判定部32、经过时间计测部33、时间比较部34、复位部35、逻辑和计算部36、第二逻辑积计算部37、加热量判断部38。

电流比较部27在由电流检测部20检测并输出的电流I为Imin＜I＜Imax的状态时判断为正常状态并输出1，在除此以外的情况下输出0。

这里，Imax为电流上限值，Imin为电流下限值。在流过Imax以上的过大的正电流或Imin以下的过大的负电流的情况下，电流比较部27判断为异常状态并输出0，由此进行停止加热的操作。

电压比较部28在由母线电压检测部16检测出的母线电压Vdc为Vdc_min＜Vdc＜Vdc_max的状态时判断为正常状态并输出1，在除此以外的情况下输出0。

这里，Vdc_max为母线电压上限值，Vdc_min为母线电压下限值。在Vdc_max以上的过大的母线电压或Vdc_min以下的过小的母线电压的情况下，电压比较部28判断为异常状态并输出0，由此进行停止加热的操作。

温度检测部29对电压施加部19的温度即逆变器温度Tinv、压缩机1的温度Tc、外部空气温度To进行检测。

温度比较部30比较预先设定的逆变器的保护温度Tp_inv与逆变器温度Tinv，并且比较预先设定的压缩机1的保护温度Tp_c与压缩机温度Tc。而且，温度比较部30在Tp_inv＞Tinv的状态并且Tp_c＞Tc的状态下判断为正常运作并输出1，在除此以外的情况下输出0。

这里，在Tp_inv＜Tinv的情况下，逆变器温度变成高温，此外，在Tp_c＜Tc的情况下，压缩机1内的电动机8的绕组温度变成高温，可能导致绝缘不良等。因此，温度比较部30判断为危险并输出0，进行停止加热的操作。这里，压缩机1与电动机8的绕组相比热容量较大，温度的上升速度比绕组慢，需要考虑上述方面来设定Tp_c。

第一逻辑积计算部31输出上述的电流比较部27、电压比较部28、温度比较部30的输出值的逻辑积。在电流比较部27、电压比较部28、温度比较部30的输出值中的任一个值为异常状态的0的情况下，第一逻辑积计算部31就输出0，并且进行停止加热的操作。

此外，这里虽然说明了使用电流I、母线电压Vdc、温度Tinv、Tc来停止加热的方法，但是也可以不使用上述全部的值。此外，也可以为使用这里所述的参数之外的参数来停止加热的结构。

接着，基于由温度检测部29检测出的压缩机1的温度Tc和外部空气温度To，由休眠判定部32判断是否为液体制冷剂滞留于压缩机1内的压缩机1内的状态（制冷剂休眠的状态）。

压缩机1在制冷循环中热容量最大，相对于外部空气温度To的上升，压缩机温度Tc上升得较慢，所以温度为最低。制冷剂在制冷循环中滞留于温度最低的部分，且作为液体制冷剂积存，所以在温度上升时制冷剂积存于压缩机1内。因此，休眠判定部32在To＞Tc的情况下，判断为制冷剂滞留于压缩机1内并输出1，开始进行加热，在To＜Tc的情况下，停止加热。

此外，也可以进行控制以便在To具有上升倾向时或者Tc具有上升倾向时开始加热，由于在Tc或To的检测难以进行的情况下能够使用任一个进行控制，所以能够实现可靠性较高的控制。

这里，在无法检测压缩机温度Tc和外部空气温度To二者的情况下，压缩机1的加热可能无法进行。于是，经过时间计测部33对不加热压缩机1的时间（Elapse_Time）进行计测，在超过由时间比较部34预先设定出的限制时间Limit_Time的情况下输出1，开始进行压缩机1的加热。这里，由于一天的温度变化是从太阳升起的早晨起整个白天里温度上升，从日落起整个夜间温度降低，所以大致以12小时为周期反复温度的上升、降低。因此例如将Limit_Time设定为12小时左右即可。

此外，Elapse_Time在对压缩机1进行加热的情况下，由复位部35将Elapse_Time设定为0。

逻辑和计算部36输出上述的休眠判定部32与时间比较部34的输出值的逻辑和。在即使休眠判定部32和时间比较部34的输出值中的一个值为表示加热开始的1的情况下，逻辑和计算部36输出1，并开始对压缩机1进行加热。

第二逻辑积计算部37将第一逻辑积计算部31与逻辑和计算部36的输出值的逻辑积作为加热判定部12的输出值输出。在输出值为1的情况下，使高频电压发生部11运作，进行加热压缩机1的操作。另一方面，在输出值为0的情况下，不使高频电压发生部11运作，不进行加热压缩机1的操作，或者停止高频电压发生部11的运作，停止压缩机1的加热操作。

由于第二逻辑积计算部37输出逻辑积，所以在第一逻辑积计算部31输出对压缩机1的加热停止的信号0的情况下，即使逻辑和计算部36输出加热开始的信号1，也能够停止加热。因此，能够获得能确保可靠性并且将待机时的消耗电力抑制为最小限度的热泵装置。

此外，休眠判定部32基于压缩机温度Tc和外部空气温度To，检测液体制冷剂滞留于压缩机1内的状态。进而，加热量判断部38基于压缩机温度Tc和外部空气温度To，确定滞留于压缩机1内的液体制冷剂的量。而且，加热量判断部38根据所确定的液体制冷剂的量，计算并输出为了将制冷剂排出到压缩机1的外部所需要的电压指令值Vc。由此，能够以所需最小限度的电力消除液体制冷剂滞留于压缩机1内的状态，从而能够通过消耗电力削减而减少对地球温暖化的影响。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。

图7是表示实施方式1的逆变器控制部10的动作的流程图。

（S1：加热判断步骤）

加热判定部12在压缩机1的运转停止期间根据上述动作判断是否使高频电压发生部11运作。

在加热判定部12判断为使高频电压发生部11运作的情况、即加热判定部12的输出值为1（ON，导通）的情况下（S1为“是”），使处理前进至S2，产生用于加热的PWM信号。另一方面，在加热判定部12判断为不使高频电压发生部11运作的情况、即加热判定部12的输出值为0（OFF，断开）的情况下（S1为“否”），在经过规定时间之后，再次判断是否使高频电压发生部11运作。

（S2：电压指令值生成步骤）

选择部23选择电压指令值V*和转速指令值ω*，积分器24基于选择部23选择的转速指令值ω*，求得电压相位θ。然后，电压指令生成部25基于选择部23选择的电压指令值V*和积分器24求出的电压相位θ，根据式（1）～式（3）计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，并将算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26。

（S3：PWM信号生成步骤）

PWM信号生成部26将电压指令生成部25输出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号进行比较，得到PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，输出到逆变器9。由此，驱动逆变器9的开关元件17a～17f，对电动机8施加高频电压。

通过对电动机8施加高频电压，利用电动机8的铁损和因绕组中流过电流而产生的铜损高效地加热电动机8。通过加热电动机8，将滞留于压缩机1内的液体制冷剂加热使其气化，向压缩机1的外部排出。

经过规定时间后，再次返回S1并判断是否需要进行进一步加热。

如上所述，在实施方式1涉及的热泵装置100中，在为液体制冷剂滞留于压缩机1内的状态的情况下，由于对电动机8施加高频电压，所以能够抑制噪音，高效地加热电动机8。由此，能够高效地加热滞留于压缩机1内的制冷剂，能够使滞留的制冷剂向压缩机1的外部排出。

此外，如果对电动机8施加压缩运作时的运转频率以上的高频电压，则电动机8内的转子无法跟随频率，不产生旋转或振动。因此，在S2中，选择部23输出成为压缩运作时的运转频率以上的转速指令ω*即可。

一般而言，压缩运作时的运转频率最高是1kHz。因此，对电动机8施加1kHz以上的高频电压即可。此外，如果对电动机8施加14kHz以上的高频电压，则电动机8的铁芯的振动声大致接近可听声频率的上限，因此在降低噪音方面也具有效果。因此，例如选择部23输出成为20kHz左右的高频电压的转速指令ω*。

然而，如果高频电压的频率超过开关元件17a～17f的最大额定频率，则由于开关元件17a～17f损坏，而导致发生负载或电源短路，以至于可能引起冒烟或起火。因此，为了确保可靠性，优选高频电压的频率为最大额定频率以下。

此外，近年来热泵装置用的压缩机的电动机，为了高效率化，广泛采用IPM（Interior Permanent Magnet，内置式永磁）构造的电动机、线圈端小且绕组电阻低的集中绕组电动机。集中绕组电动机由于绕组电阻小且铜损引起的发热量少，所以需要在绕组中流过大量的电流。如果绕组中流过大量的电流，则逆变器9中流过的电流也增加，逆变器损耗增加。

因此，如果通过施加上述的高频电压进行加热，则高频引起的电感成分变大，绕组阻抗变高。因此，虽然绕组中流过的电流减小且铜损减少，但是相应地因施加高频电压产生铁损，从而能够有效地进行加热。进而，由于绕组中流过的电流减小，所以逆变器中流过的电流也减小，逆变器9的损耗也能够降低，能够更高效地进行加热。

此外，如果通过施加上述的高频电压进行加热，则在压缩机为IPM构造的电动机的情况下，高频磁通交链的转子表面也成为发热部分。因此，实现制冷剂接触面增加、对压缩机构的快速加热，所以能够高效地对制冷剂进行加热。

此外，构成逆变器9的开关元件17a～17f和与其并联连接的续流二极管18a～18f，现在一般而言使用以硅（Si）为材料的半导体是主流。然而，也可以取而代之，使用以碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）、金刚石为材料的宽禁带半导体。

由这样的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件，耐电压性高，且容许电流密度也高。因此，能够实现开关元件和二极管元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件和二极管元件，能够使组装了这些元件的半导体模块小型化。

此外，由这样的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件，耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化，能够进行水冷部的气冷化，所以能够使半导体模块进一步小型化。

进而，由这样的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件的电力损耗低。因此，能够实现开关元件和二极管元件的高效率化，进而能够实现半导体模块的高效率化。

此外，虽然优选开关元件和二极管元件双方都由宽禁带半导体形成，但是也可以任一方的元件由宽禁带半导体形成，能够得到该实施例中记载的效果。

除此以外，使用作为高效率的开关元件公知的超级结构造的MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管），也能够得到同样的效果。

此外，涡旋机构的压缩机中，压缩室的高压释放难以进行。因此，与其他方式的压缩机相比，在液体压缩的情况下对压缩机构施加过大的压力而发生破损的可能性较高。然而，在实施方式1的热泵装置100中，能够进行压缩机1的高效率的加热，能够抑制压缩机1内的液体制冷剂的滞留。因此，能够防止液体压缩，所以在使用涡旋压缩机作为压缩机1的情况下也是有效的。

进而，在频率10kHz、输出超过50W的加热设备的情况下，还存在受到法律限制的情况。因此，可以事先以不超过50W的方式调整电压指令值的振幅，或者检测流过的电流或电压，以成为50W以下的方式进行反馈控制。

此外，逆变器控制部10由CPU（Central Processing Unit，中央处理单元）或DSP（Digital Signal Processor，数字信号处理器）、微型处理器（microcomputer）、电子电路等构成。

（实施方式2）

在实施方式2中对高频电压的生成方法进行说明。

在通常的逆变器的情况下，作为载波信号频率的载波频率由逆变器的开关元件的切换速率决定上限。因此，难以输出载波的载波频率以上的高频电压。此外，在通常的IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）的情况下，切换速率的上限是20kHz左右。

此外，如果高频电压的频率达到载波频率的1/10左右，则存在带来高频电压的波形输出精度劣化，直流分量叠加等不好影响的可能性。考虑到这一点，在使载波频率为20kHz的情况下，如果使高频电压的频率为载波频率的1/10即2kHz以下，则高频电压的频率为可听声频率的区域，可能导致噪音恶化。

图8是表示实施方式2的逆变器控制部10的结构的图。

实施方式2的逆变器控制部10中，除了高频电压发生部11具备将基准相位θf与通过选择部23进行切换而得到的相位θp和相位θn相加作为电压相位θ的加法部39来取代积分器24（参照图3）以外，与图3所示的实施方式1的逆变器控制部10相同。因此，标注相同的符号并省略说明，仅说明变更点。

在实施方式1中，利用积分器24对转速指令ω*进行积分，求出电压相位θ。而在实施方式2中，选择部23（相位切换部）交替切换相位θp和与相位θp大致相差180度的相位θn这两种电压相位。然后，加法部39将基准相位θf与选择部23选择的相位θp或相位θn相加作为电压相位θ。

此外，在以下的说明中，设θp=0[度]、θn=180[度]，进行说明。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。

此外，除了图7所示的S2的动作以外，与实施方式1的逆变器控制部10相同，因此省略说明。

在S2中，选择部23在载波信号的顶（峰）或底（谷）的定时或者在峰顶和谷底的定时交替切换相位θp和相位θn。然后，加法部39将基准相位θf与选择部23选择的相位θp或相位θn相加作为电压相位θ，输出到电压指令生成部25。电压指令生成部25使用电压相位θ和电压指令值V*，根据式（1）～式（3）得到电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，输出到PWM信号生成部26。

通过选择部23在载波信号的峰顶或谷底、峰顶和谷底的定时切换相位θp和相位θn，能够输出与载波信号同步的PWM信号。

图9是选择部23在载波信号的峰顶和谷底的定时交替切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。此外，UP与UN、VP与VN、WP与WN，分别为相反的导通/断开状态，如果知道一方的状态，则也知道另一方的状态，所以这里仅示出UP、VP、WP。此外，这里设θf=0[度]。

在这种情况下，PWM信号如图9所示那样变化。而且，电压矢量按V0（UP=VP=WP=0）、V4（UP=1，VP=WP=0）、V7（UP=VP=WP=1）、V3（UP=0，VP=WP=1）、V0（UP=VP=WP=0）、…的顺序变化。

图10是图9所示的电压矢量的变化的说明图。此外，在图10中表示由虚线包围的开关元件17导通，未由虚线包围的开关元件17断开的状态。

如图10所示，V0矢量、V7矢量施加时电动机8的线间成为短路状态，是不输出电压的无通电区间。在这种情况下，电动机8的电感中存储的能量形成电流，在短路电路中流过。此外，在V4矢量施加时，通过U相流入电动机8且通过V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流（+Iu的电流）流过，在V3矢量施加时，通过V相和W相流入电动机8且通过U相从电动机8流出的-U相方向的电流（-Iu的电流）在电动机8的绕组中流过。也就是说，在V4矢量施加时和V3矢量施加时，在电动机8的绕组中流过相反方向的电流。而且，由于电压矢量按V0、V4、V7、V3、V0、…的顺序变化，所以+Iu的电流和-Iu的电流交替在电动机8的绕组中流过。特别是，如图9所示，由于V4矢量和V3矢量在1个载波周期（1/fc）的期间内出现，所以能够对电动机8的绕组施加与载波频率fc同步的交流电压。

此外，由于交替输出V4矢量（+Iu的电流）和V3矢量（-Iu的电流），所以正反转矩瞬间转换。因此，通过转矩相抵，能够施加抑制转子振动的电压。

图11是选择部23在载波信号的谷底的定时交替切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

在这种情况下，PWM信号如图11所示那样变化。而且，电压矢量按V0、V4、V7、V7、V3、V0、V0、V3、V7、V7、V4、V0、…的顺序变化。由于V4矢量和V3矢量在2个载波周期之间出现，所以能够对电动机8的绕组施加1/2载波频率的交流电压。

图12是IPM电动机的转子位置（转子的停止位置）的说明图。这里，IPM电动机的转子位置φ由转子的N极的朝向从U相方向错开的角度的大小表示。

图13是表示转子位置引起的电流变化的图。在IPM电动机的情况下，绕组电感取决于转子位置。因此，由电气角频率ω与电感值的积表示的绕组阻抗，与转子位置相应地变动。因此，在施加相同电压的情况下，电动机8的绕组中流过的电流也根据转子位置变化，并且加热量变化。其结果，根据转子位置的不同，为了得到所需要的加热量，存在消耗大量电力的可能性。

因此，使基准相位θf随着时间的经过而变化，均匀地对转子施加电压。

图14是表示使θf随着时间的经过而变化的情况下的施加电压的图。

这里，使θf随着时间的经过按0度、45度、90度、135度、…每次45度地变化。如果θf是0度，则电压指令值的相位θ是0度、180度，如果θf是45度，则电压指令值的相位θ是45度、225度，如果θf是90度，则电压指令值的相位θ是90度、270度，如果θf是135度，则电压指令值的相位θ是135度、315度。

也就是说，初始，将θf设定为0度，以规定时间将电压指令值的相位θ与载波信号同步地在0度和180度进行切换。然后，将θf切换为45度，以规定时间将电压指令值的相位θ与载波信号同步地在45度和225度进行切换。然后，将θf切换为90度…如上述那样，每隔规定时间将电压指令值的相位θ按0度和180度、45度和225度、90度和270度、135度和315度…进行切换。

由此，由于高频交流电压的通电相位随着时间的经过而变化，所以能够排除转子停止位置对电感特性的影响，能够不取决于转子位置地均匀加热压缩机1。

图15是表示θf为0度（U相（V4）方向为0度）、30度、60度时电动机8的UVW各相中流过的电流的图。

在θf为0度的情况下，如图9所示那样，在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量（开关元件17a～17f的正电压侧1个和负电压侧2个、或者正电压侧2个和负电压侧1个为导通状态的电压矢量）。在这种情况下，电流波形为梯形，成为谐波分量较少的电流。

然而，在θf为30度的情况下，在V0和V7之间产生2个不同的电压矢量。在这种情况下，电流波形失真，成为谐波分量较多的电流。该电流波形的失真可能带来电动机噪音和电动机轴振动等不好的影响。

此外，在θf为60度的情况下，与θf为0度的情况同样，在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量。在这种情况下，电流波形为梯形，成为谐波分量较少的电流。

如上所述，在基准相位θf为60度的n倍（n为0以上的整数）的情况下，由于电压相位θ是60度的倍数（这里，θp=0[度]，θn=180[度]），所以在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量。另一方面，在基准相位θf为60度的n倍以外的情况下，由于电压相位θ不是60度的倍数，所以在V0和V7之间产生2个其他的电压矢量。如果在V0和V7之间产生2个其他的电压矢量，则电流波形失真，成为谐波分量较多的电流，可能带来电动机噪音和电动机轴振动等不好的影响。因此，优选基准相位θf按0度、60度、…这样每次60度地变化。

如上所述，在实施方式2涉及的热泵装置100中，与载波信号同步地交替切换相位θ1和与相位θ1大致相差180度的相位θ2这两种相位，将其作为电压指令值的相位。由此，能够对电动机8的绕组施加与载波频率同步的高频电压。

此外，在实施方式2涉及的热泵装置100中，使基准相位θf随着时间的经过变化。由此，由于高频交流电压的通电相位随着时间的经过而变化，所以能够不取决于转子位置地均匀加热压缩机1。

（实施方式3）

在实施方式3中，对防止因流过较大的电流而使得电动机8或逆变器9发生破损的方法进行说明。

图16是表示实施方式3的逆变器9的结构的图。

实施方式3的逆变器9除了其电流检测部20具有滤波器部40、以及其具有比较部41和PWM截止部42（将比较部41和PWM截止部42总称为驱动信号停止部）以外，与图2所示的实施方式1的逆变器9相同。因此，标注相同的符号并省略说明，仅说明变更点。

滤波器部40使电流检测部20检测出的电流值I中频率为预先设定出的频率（第一频率）以上的电流值减小，将其作为电流值I_fil输出。比较部41将滤波器部40输出的电流值I_fil和预先设定出的截止电平进行比较，判断电流值I_fil是否高于截止电平。在判断为电流值I_fil高于截止电平的情况下，PWM截止部42切断从逆变器控制部10向逆变器9输出的PWM信号。由此，从逆变器9对电动机8的电压输出停止，不会有过大的电流流过电动机8或逆变器9。

图17是表示流过电动机8的电压和电流、以及由电流检测部20检测出的电流值的图。此外，在图17中，为便于参考，与由电流检测部20检测出的电流值有重叠表示的虚线表示流过电动机8的电流值。

在V4矢量的区间中，由于电动机电压为正，所以电动机电流从负流向正。接着，在V7矢量的区间中，由于电动机电压为零且进行使电动机8的线间短路的运作，所以存储在电动机8的电感中的能量以基于电动机8的电阻分量和电感分量而求得的时间常数进行衰减。其后，在V3矢量的区间中，由于电动机电压为负，所以电动机电流从正流向负，在V0矢量的区间中，由于再次进行使电动机8的线间短路的运作，所以以上述的时间常数进行衰减。

上述的时间常数大致为数毫秒（msec）左右，相对于输出频率为20kHz时的周期50μsec而言足够长。因此，在V0矢量和V7矢量的区间中，进行保持V4矢量和V3矢量的区间中所产生的电流的运作。

如上所述，在V0矢量的区间和V7矢量的区间中，电动机电压为零，进行使电动机8的线间短路的运作。因此，电流不流过电流检测部20。因此，仅在V3、V4矢量的区间中，电流流过电流检测部20，对电流值进行检测。此外，在图5的V1、V2、V5、V6矢量的区间中也同样，电流流过电流检测部20，对电流值进行检测。

在正常状态下，由于绕组中存在绕组阻抗，所以难以流过较大的电流。然而，在因绕组异常等而使得电动机8的线间等变成短路状态的情况下，阻抗降低，因而可能有较大的电流流过，导致电动机8或逆变器9发生破损。

在实施方式3涉及的热泵装置100中，如上所述，在比较部41判断为电流值I_fil高于截止电平的情况下，PWM截止部42切断从逆变器控制部10向逆变器9输出的PWM信号。由此，从逆变器9对电动机8的电压输出停止，不会有过大的电流流过电动机8或逆变器9，从而防止电动机8或逆变器9发生破损。

然而，如上所述，比较部41并非以电流检测部20检测出的电流值I作为输入，而是以滤波器部40将高频的电流值作为噪音而减小之后的电流值I_fil作为输入。将电流值I_fil而非电流值I作为输入，是为了防止由噪音引起的误动作。

图18是表示电压指令值V*和电流值I的关系的图。

如图18所示，在电压指令值V*较大的情况下，V4矢量和V3矢量的区间变长。因此，能够充分确保电流流过电流检测部20的时间，即使通过滤波器部40减小了电流值I的高频分量，也会残留有足以与截止电平进行比较的数值作为电流值I_fil。其结果，在逆变器9中流过超出截止电平的电流的情况下，保护信号导通（ON），PWM截止部切断PWM信号的输出。

另一方面，在电压指令值V*较小的情况下，V4矢量和V3矢量的区间变短。因此，不能充分确保电流流过电流检测部20的时间，如果通过滤波器部40减小电流值I的高频分量，则不会残留有足以与截止电平进行比较的数值作为电流值I_fil。其结果，即使在逆变器9中流过超出截止电平的电流，保护信号也不导通（ON），PWM截止部不切断PWM信号的输出。

也就是说，如果电压指令值V*较小且V4矢量和V3矢量的区间较短，则尽管流过需要进行保护的大小的电流，PWM截止部也不会切断PWM信号的输出。因此，从逆变器9持续对电动机8施加电压，在电动机8或逆变器9中有可能持续流过过大的电流，导致电动机8或逆变器9发生破损。

图19是表示实施方式3的逆变器控制部10的结构的图。

如图19所示，在逆变器控制部10中设置电压指令值控制部43。在流过需要进行保护的大小的电流的情况下，电压指令值控制部43设定电压指令值V*（或者电压指令值Vu*、Vv*、Vw*）的下限值，以使比较部41可靠地判断出电流值I_fil高于截止电平。然后，电压指令值控制部43进行使电压指令值V*（或者电压指令值Vu*、Vv*、Vw*）为下限值以上的控制。

该下限值根据由滤波器部40减小的频率、时间常数等设计值进行设定。此外，也可以合并考虑比较部41的截止电平来设定下限值。通过正确地设定下限值，在各种热泵装置中都能够进行可靠的保护。

图20是表示电压指令值V*和载波信号的关系的图。

如图20所示，在电压指令值V*非常大的情况下，UVW相的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*在载波信号的峰顶和谷底的附近进行动作。一般而言，构成逆变器控制部10的微型处理器有各种种类，在载波信号的峰顶和谷底的附近的动作不同。因此，根据微型处理器，而电压指令值Vu*、Vv*、Vw*在载波信号的峰顶和谷底的附近进行动作时，可能发生输出电压降低，以及输出预料之外的PWM信号而使逆变器9发生破损等情况。

于是，电压指令值控制部43设定电压指令值V*（或者电压指令值Vu*、Vv*、Vw*）的上限值，以不使电压指令值Vu*、Vv*、Vw*在载波信号的峰顶和谷底的附近进行动作。该上限值根据用作逆变器控制部10的微型处理器来设定即可。例如以使电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号的峰顶和谷底的值（即载波信号的振幅值Vdc/2）相差规定值以上的方式设定上限值。

如图5所示，逆变器9的串联连接部中的2个开关元件（17a和17d、17b和17e、17c和17f）进行在一个开关元件导通的情况下另一个开关元件断开的动作。

然而，存在下述可能性：串联连接部中的2个开关元件因切换动作的延迟等而同时成为导通状态，导致短路而使逆变器9发生破损。因此，通常在逆变器9中，多在串联连接部中的一个开关元件17断开之后另一个开关元件导通之前设置死区时间（短路防止时间）。

图21是表示死区时间和PWM信号的关系的图。在图21中，示出了微型处理器1和微型处理器2这两个示例。

在微型处理器1的情况下，比较载波信号和电压指令值Vu*，当载波信号高于电压指令值Vu*时，基本信号为高（High），当载波信号低于电压指令值Vu*时，基本信号为低(Low)。然后，在基本信号为高的情况下，PWM信号UP导通，UN断开，在基本信号为低的情况下，PWM信号UN导通，UN断开。但是，自基本信号转换起，死区时间（Td计数器的1个计数）期间不进行PWM信号的切换。因此，在图21的示例中，在原本PWM信号UN应该变成导通的定时（图21的由虚线包围的区间），PWM信号UN不导通。

在微型处理器2的情况下，比较载波信号和电压指令值Vu*，当载波信号高于电压指令值Vu*时，PWM信号UP导通，当载波信号低于电压指令值Vu*时，PWM信号UP断开。此外，将使载波信号向上移动而得到的载波信号*和电压指令值Vu*进行比较，在载波信号*高于电压指令值Vu*的情况下，PWM信号UN导通，在载波信号*低于电压指令值Vu*的情况下，PWM信号UN断开。在微型处理器2的情况下，通过载波信号与载波信号*的偏移来设定死区时间。在图21的示例中，在原本PWM信号UN应该变成导通的定时（图21的由虚线包围的区间），PWM信号UN不导通。

这样，在设置有死区时间的情况下，如果电压指令值Vu*、Vv*、Vw*在载波信号的峰顶和谷底的附近进行动作，则用于使一方的开关元件17导通的PWM信号被缩小，而有可能不按与2个开关元件对应的PWM信号相互相反的关系进行动作。

因此，电压指令值控制部43在以使电压指令值Vu*、Vv*、Vw*在载波信号的峰顶和谷底的附近不进行动作的方式设定电压指令值V*（或者电压指令值Vu*、Vv*、Vw*）的上限值时，还要考虑死区时间。例如，以使电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号的峰顶和谷底的值（即载波信号的振幅值Vdc/2）相差基于死区时间算出的规定值以上的方式设定上限值。

如上所述，在实施方式3涉及的热泵装置100中，通过对电压指令值V*设定下限值和上限值，在对电动机8施加高频电压的情况下，也能够防止电动机8或逆变器9发生破损。

此外，在上述说明中，对电压指令值V*和电压指令值Vu*、Vv*、Vw*中的一个进行了限制。在限制电压指令值V*的情况下，结果是电压指令值Vu*、Vv*、Vw*也被限制了，所以无论限制哪个都能获得相同的效果。

（实施方式4）

在实施方式4中，对热泵装置100的电路结构的一个示例进行说明。

此外，例如在图1中，示出了利用配管将压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5依序连接而成的热泵装置100。在实施方式4中，对热泵装置100的更具体的结构进行说明。

图22是实施方式4涉及的热泵装置100的电路结构图。

图23是关于图22所示的热泵装置100的制冷剂的状态的莫里尔图。在图23中，横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

热泵装置100具备利用配管将压缩机51、热交换器52、膨胀机构53、接收器54、内部热交换器55、膨胀机构56和热交换器57依序连接而成的、使制冷剂循环的主制冷剂回路58。此外，在主制冷剂回路58中，在压缩机51的排出侧设置有四通阀59，能够切换制冷剂的循环方向。此外，在热交换器57的附近，设置有风扇60。此外，压缩机51是上述实施方式中进行了说明的压缩机1，是具有由逆变器9驱动的电动机8和压缩机构7的压缩机。

进而，热泵装置100具备利用配管从接收器54和内部热交换器55之间连接到压缩机51的喷射管而成的喷射回路62。在喷射回路62中，膨胀机构61、内部热交换器55依序连接。

水在其中循环的水回路63与热交换器52连接。此外，热水器、暖气片和地板供暖等中的散热器等利用水的装置与水回路63连接。

首先，对热泵装置100的制暖运转时的动作进行说明。在制暖运转时，四通阀59沿实线方向设定。此外，该制暖运转不仅是指由空调使用的制暖，而且还包含对水提供热来生成热水的供给热水。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂（图23的点1），从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器52进行热交换而液化（图23的点2）。此时，利用从制冷剂散发的热，将在水回路63中循环的水加热，用于制暖和供给热水。

在热交换器52液化的液相制冷剂，在膨胀机构53被减压，成为气液两相状态（图23的点3）。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，在接收器54与被吸入至压缩机51的制冷剂进行热交换，被冷却后液化（图23的点4）。在接收器54液化的液相制冷剂，分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂，在内部热交换器55与在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的在喷射回路62中流动的制冷剂进行热交换，进一步被冷却（图23的点5）。在内部热交换器55冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压而成为气液两相状态（图23的点6）。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在作为蒸发器的热交换器57与外部空气进行热交换，被加热（图23的点7）。然后，在热交换器57被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热（图23的点8），被吸入压缩机51。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压（图23的点9）后，在内部热交换器55进行热交换（图23的点10）。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂（喷射制冷剂），维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管向压缩机51内流入。

在压缩机51，从主制冷剂回路58吸入的制冷剂（图23的点8），被压缩至中间压力并被加热（图23的点11）。喷射制冷剂（图23的点10）与被压缩至中间压力并被加热的制冷剂（图23的点11）合流，温度降低（图23的点12）。然后，温度降低后的制冷剂（图23的点12）进一步被压缩、加热，成为高温高压而被排出（图23的点1）。

此外，在不进行喷射运转的情况下，使膨胀机构61的开度为全闭。也就是说，在进行喷射运转的情况下，膨胀机构61的开度比规定开度大，但是在不进行喷射运转时，使膨胀机构61的开度比规定开度小。由此，制冷剂不向压缩机51的喷射管流入。

这里，膨胀机构61的开度由微型处理器等的控制部通过电子控制来进行控制。

接着，对热泵装置100的制冷运转时的动作进行说明。在制冷运转时，四通阀59沿虚线方向设定。此外，该制冷运转不仅是指由空调使用的制冷，而且还包含从水获取热来生成冷水或进行冷冻等。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂（图23的点1），从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器57进行热交换而液化（图23的点2）。在热交换器57液化的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压，成为气液两相状态（图23的点3）。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在内部热交换器55进行热交换，被冷却后液化（图23的点4）。在内部热交换器55中，在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂与使在内部热交换器55液化的液相制冷剂在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的制冷剂（图23的点9）进行热交换。在内部热交换器55进行了热交换的液相制冷剂（图23的点4），分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂，在接收器54与被吸入至压缩机51的制冷剂进行热交换，进一步被冷却（图23的点5）。在接收器54冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构53被减压而成为气液两相状态（图23的点6）。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，在作为蒸发器的热交换器52进行热交换，被加热（图23的点7）。此时，通过制冷剂吸收热，将在水回路63中循环的水冷却，用于制冷和冷冻。

然后，在热交换器52被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热（图23的点8），被吸入压缩机51。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压（图23的点9）后，在内部热交换器55进行热交换（图23的点10）。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂（喷射制冷剂），维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管流入。

在压缩机51内的压缩动作，与制暖运转时同样。

此外，在不进行喷射运转时，与制暖运转时同样，使膨胀机构61的开度为全闭，使得制冷剂不向压缩机51的喷射管流入。

此外，在上述说明中，将热交换器52作为使制冷剂与在水回路63中循环的水进行热交换的板式热交换器这样的热交换器并进行了说明。热交换器52并不限定于此，也可以是使制冷剂与空气进行热交换的热交换器。

此外，水回路63也可以并非是使水循环的回路，而是使其他流体循环的回路。

如上所述，热泵装置100能够作为空调机、热泵式热水器、冷藏柜、冷冻机等采用了逆变器压缩机的热泵装置使用。

Claims (13)

1.一种热泵装置，其特征在于，包括：

压缩机，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构；

电动机，其使所述压缩机具有的所述压缩机构运作；

逆变器，其对所述电动机施加规定电压；

逆变器控制部，其对所述逆变器输出驱动信号，控制所述逆变器；

电流检测部，其检测流过所述逆变器的电流值，减小所检测出的电流值中频率为预先设定出的第一频率以上的电流值再输出；以及

驱动信号停止部，其在所述电流检测部输出的电流值为规定的电流值以上的情况下，停止从所述逆变器控制部向所述逆变器输出驱动信号，其中，

所述逆变器控制部包括：

电压指令生成部，其生成并输出电压指令值；

驱动信号生成部，其比较所述电压指令生成部输出的电压指令值和规定频率的基准信号的值，基于比较结果生成驱动信号，并将生成的驱动信号输出到所述逆变器；以及

电压指令值控制部，其控制电压指令值的值，以使所述电压指令生成部生成的电压指令值为根据所述第一频率设定出的下限值以上的值。

2.根据权利要求1所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部还具有相位切换部，其与所述基准信号同步地切换输出相位θp和与所述相位θp大致相差180度的相位θn，

所述电压指令生成部通过将所述相位切换部输出的相位代入到具有振幅值V*的周期函数中，来生成所述电压指令值，

所述电压指令值控制部，通过使所述周期函数的振幅值V*为根据所述第一频率设定出的第一值以上的值，而使得所述电压指令值成为所述下限值以上的值。

3.根据权利要求1所述的热泵装置，其特征在于：

所述电压指令值控制部控制所述电压指令值的值，以使所述电压指令生成部生成的电压指令值为根据所述基准信号的振幅值设定出的上限值以下的值。

4.根据权利要求3所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部还具有相位切换部，其与所述基准信号同步地切换输出相位θp和与所述相位θp大致相差180度的相位θn，

所述电压指令生成部通过将所述相位切换部输出的相位代入到具有振幅值V*的周期函数中，来生成所述电压指令值，

所述电压指令值控制部通过使所述周期函数的振幅值V*为根据所述基准信号的振幅值设定出的第二值以下的值，来使得所述电压指令值为所述上限值以下的值。

5.根据权利要求4所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器具有由2个开关元件串联连接而成的串联连接部，从所述串联连接部的2个开关元件中的、一个开关元件断开起直至经过规定的短路防止时间为止，使另一个开关元件不导通，

所述电压指令值控制部使所述周期函数的振幅值V*为根据所述基准信号的振幅值和所述短路防止时间设定出的所述第二值以下的值。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

所述基准信号是能够确定峰顶和谷底的信号，

所述相位切换部在所述基准信号的峰顶和谷底的时刻切换所述相位θp和所述相位θn。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

所述相位切换部每隔规定时间变更所述相位θp，并基于所述相位θp的变更而将所述相位θn变更为与所述相位θp大致相差180度的相位，并且与所述基准信号同步地切换输出所述相位θp和所述相位θn。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部还具有加热判定部，其在由所述压缩机对制冷剂进行压缩的压缩运转的停止期间，判断是否执行对所述压缩机进行加热的加热运转，

在所述加热判定部判断为执行加热运转的情况下，所述驱动信号生成部通过对所述逆变器输出所述各驱动信号，来使所述逆变器产生频率高于在所述压缩运转期间所述逆变器所产生的交流电压的频率的高频交流电压。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的开关元件是宽禁带半导体。

10.根据权利要求9所述的热泵装置，其特征在于：

所述宽禁带半导体是SiC、GaN和金刚石中的任一种。

11.根据权利要求1至8中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的开关元件是超级结构造的MOSFET。

12.一种热泵***，包括：热泵装置，其具备制冷剂回路，通过配管将具有对制冷剂进行压缩的压缩机构的压缩机、第一热交换器、膨胀机构和第二热交换器依序连接而成；以及流体利用装置，其利用通过所述第一热交换器与制冷剂进行热交换后的流体，该第一热交换器连接于所述制冷剂回路，

所述热泵***的特征在于所述热泵装置还包括：

电动机，其使所述压缩机具有的所述压缩机构运作；

逆变器，其对所述电动机施加规定电压；

逆变器控制部，其对所述逆变器输出驱动信号，控制所述逆变器；

电流检测部，其检测流过所述逆变器的电流值，减小所检测出的电流值中频率为预先设定出的第一频率以上的电流值再输出；以及

驱动信号停止部，其在所述电流检测部输出的电流值为规定的电流值以上的情况下，停止从所述逆变器控制部向所述逆变器输出驱动信号，其中

所述逆变器控制部包括：

电压指令生成部，其生成并输出电压指令值；

驱动信号生成部，其比较所述电压指令生成部输出的电压指令值和预先设定出的第二频率的基准信号的值，基于比较结果生成驱动信号，并将生成的驱动信号输出到所述逆变器；以及

电压指令值控制部，其控制电压指令值的值，以使所述电压指令生成部生成的电压指令值为根据所述第一频率设定出的下限值以上的值。

13.一种逆变器的控制方法，该逆变器设置在热泵装置中，该热泵装置包括：压缩机，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构；电动机，其使所述压缩机具有的所述压缩机构运作；以及逆变器，其对所述电动机施加规定电压，

所述逆变器的控制方法的特征在于包括以下工序：

电流检测工序，其检测流过所述逆变器的电流值，减小所检测出的电流值中频率为预先设定出的第一频率以上的电流值再输出；

电压指令生成工序，其生成并输出电压指令值；

驱动信号生成工序，其比较在所述电压指令生成工序中输出的电压指令值和预先设定出的第二频率的基准信号的值，基于比较结果生成驱动信号，并将生成的驱动信号输出到所述逆变器；

电压指令值控制工序，其控制电压指令值的值，以使在所述电压指令生成工序中生成的电压指令值为根据所述第一频率设定出的下限值以上的值；以及

驱动信号停止工序，其在所述电流检测工序中输出的电流值为规定的电流值以上的情况下，停止在所述驱动信号生成工序中向所述逆变器输出驱动信号。

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