CN103795234A - 同步整流控制电路及电源转换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明是有关于一种电源转换装置，包括主开关、同步整流开关、包括输出电感及输出电容的整流滤波电路，该输出电容产生输出电压，以及同步整流控制电路，其包括撷取输出电感两端的电压信号的取样电路，衰减该电压信号并加上该输出电压及补偿电压以输出放大信号的差动放大电路，比较该放大信号及该输出电压，以产生触发信号的比较电路，及根据控制该主开关导通与否的第一驱动信号和该触发信号以产生第二驱动信号的驱动电路，且该第二驱动信号控制该同步整流开关于该主开关关闭时导通，并在该主开关导通之前关闭，借此，避免主开关与同步整流开关同时导通并防止逆向电流的产生。
Description
技术领域
本发明涉及一种电源转换器，特别是涉及一种采用同步整流电路的电源转换装置。
背景技术
现有顺向式电源转换器的一次侧设置主开关(MOS开关)，其二次侧设置由整流二极管组成的整流电路，但整流二极管在导通时会产生相当大的导通损失。因此，如图1所示，现有的顺向式电源转换器的变压器T1二次侧多改以同步整流开关(MOS开关)Q2来取代整流二极管，并以同步整流控制器6来控制该同步整流开关Q2导通与否。
且现有的同步整流控制器6可因应电源转换器的负载不同需求而操作在不连续导通模式(DCM)或连续导通模式(CCM)，例如现有型号SG6203的同步整流控制器可利用侦测同步整流开关Q2上压降，借此用以侦测电流大小的方式，在侦测到同步整流开关电流降至零时，关闭同步整流开关Q2，然而此类控制方法只适合操作在不连续导通模式。在连续导通模式下，由于同步整流开关Q2需要在输出电流(即流经同步整流开关Q2的电流)尚未降到零时即被关闭，因此SG6203同步整流控制器即无法利用侦测同步整流开关Q2上电流大小的方式工作在连续导通模式。SG6203需利用一个RC触发器强制关闭同步整流开关。然而，由于受限于RC触发器的RC时间常数，这方式并不适用于负载快速变动的情况。
此外，现有型号STSR30的同步整流控制器是利用数字电路中的上数计数器和下数计数器计算主开关Q1与同步整流开关Q2的上一个工作周期，做为主开关Q1与同步整流开关Q2的下一个工作周期，且能够操作在不连续导通模式(DCM)与连续导通模式(CCM)。
另外，现有型号FAN6204的同步整流控制器则是利用伏特-秒平衡定理与电容充放电时间来控制主开关Q1与同步整流开关Q2的导通时间，亦即当主开关Q1导通时，电容开始充电直到主关关Q1关闭时，电容开始放电并使同步整流开关Q2导通直到电容放完电，借此操作在不连续导通模式及连续导通模式。
但是由于不论上述型号SG6203，型号STSR30或型号FAN6204的同步整流控制器皆需要利用电容充放电来进行计时或决定开关的导通或关闭时间，但电容充放电需要反应时间，以致当负载快速动态变化时，例如图2所示，在 负载由重载转为轻载的区间t1，同步整流控制器将因电容充放电需要时间而来不及跟上主开关Q1的切换变化，以致无法及时关闭同步整流开关Q2，导致同步整流开关Q2尚未关闭时，一次侧的主开关Q1即导通，致使同步整流开关Q2需承受变压器二次侧绕组感应自一次侧的瞬间高压；同时，由于同步整流开关Q2仍然导通，使得输出电流IL0降至零时，将出现由输出电容Co朝输出电感Lo及同步整流开关Q2放电的逆向电流Ir，致使同步整流开关Q2在关闭的瞬间，于同步整流开关Q2的漏极和源极之间会产生瞬间高压Vp，若同步整流开关Q2的耐压力不足则将因遭受该瞬间高压Vp而损毁。
此逆向电流Ir不仅发生在负载快速动态变化时，它也出现在电源转换器开、关机时。当电源转换器开、关机时，输出电流IL0亦会经过零电流区域，若不适时关闭同步整流开关，则同步整流开关Q2将遭受瞬间高压Vp而损毁。美国第US7589982号专利揭示具有反向电流抑制器的同步整流顺向转换器，其可在顺向转换器关机时提早将整流开关关闭，以消除或降低逆向电流。然该专利亦无法在动态负载变化的情况下避免逆向电流的产生。
发明内容
本发明的目的在于提供一种确保电路无论在连续导通模式或不连续导通模式操作下，都可避免变压器一、二次侧的开关同时导通，并能避免负载动态变化或开、关机时产生逆向电流，以提升电路稳定性的电源转换装置。
本发明电源转换装置包括主开关、同步整流开关、产生第一驱动信号以控制该主开关导通与否的PWM控制器、包括输出电感及输出电容的整流滤波电路，其对流经其中的电流进行储能与释能，并于该输出电容产生输出电压，以及控制该同步整流开关导通与否的同步整流控制电路，其包括取样电路、差动放大电路、比较电路及驱动电路。其中该取样电路与该输出电感电耦接，以撷取该输出电感两端的电压信号；该差动放大电路接受该电压信号、该输出电压及补偿电压输入，并衰减该电压信号以输出放大信号，且该放大信号是衰减后的该电压信号加上该输出电压及该补偿电压；该比较电路比较该放大信号及该输出电压，以产生触发信号；该驱动电路控制该同步整流开关导通与否，并根据该第一驱动信号及该触发信号产生第二驱动信号，该第二驱动信号控制该同步整流开关于该主开关关闭时导通，并在该主开关导通之前关闭。
较佳地，该取样电路是由取样电阻及取样电容串联组成并与该输出电感的两端并联的RC电路。
较佳地，该差动放大电路包括运算放大器，连接在该运算放大器的正 输入端与该取样电容的一端之间的第一电阻，连接在该运算放大器的负输入端与该取样电容的另一端之间的第二电阻，连接在该运算放大器的正输入端与提供该补偿电压的补偿电压源的正端的第三电阻，连接在该运算放大器的该负输入端与输出端之间的第四电阻，且该补偿电压源的负端连接于该输出电感与该输出电容相连接的一端，并由该运算放大器的输出端输出该放大信号。
较佳地，该比较电路包括比较器，且该驱动电路包括D型正反器，该比较器的负输入端接受该放大信号输入，而其正输入端接受该输出电压输入，以比较两者的大小并输出该触发信号至该D型正反器的重置端，且该D型正反器的D端接受高准位信号输入，其触发端受该第一驱动信号的下降缘触发，使得该第一驱动信号由高准位下降至低准位时，该D型正反器的Q端输出高准位信号，直到该触发信号的上升缘触发该D型正反器的重置端，使该Q端输出低准位信号，借此，产生该第二驱动信号。
较佳地，该电源转换装置还包括保护电路，其侦测到该主开关导通、侦测到该输出电压未达到预设值或侦测到该电源转换器不正常动作时，即输出保护信号至该驱动电路，使立即关闭该同步整流开关。
较佳地，该电源转换装置是隔离顺向式电源转换器或非隔离降压型电源转换器，其中该隔离顺向式电源转换器包括变压器，且该主开关与该变压器的一次侧绕组电耦接，该同步整流开关与该变压器的二次侧绕组电耦接；且在该非隔离降压型电源转换器中，该主开关与该同步整流开关的一端共同与该输出电感的一端电耦接。
本发明借由同步整流控制电路的取样电路取得输出电感上的电压变化信号，并经由差动放大电路适当衰减该电压变化信号后加上输出电压及补偿电压以得到放大信号，再将该放大信号与输出电压进行比较，而得到控制第二MOS开关关闭的触发信号，其在第一MOS开关导通之前提前触发驱动电路关闭第二MOS开关，使得第二MOS开关能在第一MOS开关导通前以及逆向电流产生之前即关闭，让电源转换装置在动态负载变化下能正常且稳定地同时工作在不连续导通模式及连续导通模式，并防止电源转换装置关机或开机时产生逆向电流。
附图说明
图1显示现有隔离顺向式电源供应器的电路示意图。
图2显示在连续导通模式下，负载动态改变而由重载转为轻载的区间t1，当输出电流IL0为零而二次侧同步整流开关Q2仍然导通时，则会出现由输出电容Co朝输出电感Lo及二次侧同步整流开关Q2放电的逆向电流Ir，并在二次 侧同步整流开关Q2上产生瞬间高压突波。
图3显示本发明电源转换装置的第一较佳实施例隔离顺向式电源转换器的电路方块图。
图4显示第一实施例中各个电路方块的详细电路。
图5显示第一实施例在不连续导通模式下产生触发信号VSR及控制第二MOS开关的第二驱动信号VGS2的波形示意图。
图6显示第一实施例在连续导通模式下产生触发信号VSR及控制第二MOS开关的第二驱动信号VGS2的波形示意图。
图7显示在连续导通模式下，负载动态改变而在重载转为轻载的区间t2，在输出电流ILO下降至接近零或等于零之前，第二MOS开关Q2即已被关闭，故不会产生由输出电容Co经由输出电感Lo朝第二MOS开关Q2放电的逆向电流，因此不会在第二MOS开关Q2上产生瞬间高压突波。
图8是本发明电源转换装置的第二较佳实施例非隔离降压型电源转换器的电路方块图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明：
参见图3所示，本发明电源转换装置的第一较佳实施例是以隔离顺向式电源转换器为例，其主要包括变压器T1、设于变压器T1的一次侧的第一MOS开关(主开关)Q1、控制第一MOS开关Q1导通与否的PWM控制器1、设于变压器T1的二次侧的整流滤波电路2及第二MOS开关(同步整流开关)Q2，以及控制第二MOS开关Q2导通与否的同步整流控制电路3。
变压器T1具有一个一次侧绕组Np及一个二次侧绕组Ns，该一次侧绕组Np的一端与一输入电压Vin的高压侧电耦接。
第一MOS开关Q1具有与变压器T1的一次侧绕组Np的另一端电耦接的第一端(漏极)D，与输入电压Vin的低压侧电耦接的第二端(源极)S及受控端(闸极)G。
PWM控制器1与第一MOS开关Q1的受控端G电耦接，并产生第一驱动信号VGS1控制第一MOS开关Q1导通与否。
整流滤波电路2由二极管D2、输出电感Lo及输出电容Co串联组成，用以对二次侧绕组Ns产生的电压Vs进行整流滤波，并由输出电容Co产生直流输出电压Vo。其中二极管D2的P极与二次侧绕组Ns的打点端电耦接，输出电容Co与二次侧绕组Ns的非打点端电耦接。
第二MOS开关Q2具有受控端(闸极)G以及电耦接在二次侧绕组Ns与整流滤波电路2之间的第一端(漏极)D与第二端(源极)S。更确切地说，第 二MOS开关Q2的第一端D与二极管D的N极电耦接，其第二端S与二次侧绕组Ns的非打点端电耦接。
同步整流控制电路3包括取样电路31、差动放大电路32、比较电路33及驱动电路34。其中取样电路31与输出电感Lo电耦接，以撷取输出电感Lo两端的电压变化信号Vsa并输出至差动放大电路32。差动放大电路32接受该电压变化信号Vsa、该输出电压V0以及补偿电压Voffset输入，并衰减该电压变化信号Vsa以输出放大信号Va至比较电路33，且该放大信号Va是衰减后的该电压变化信号加上输出电压V0及补偿电压Voffset。比较电路33比较放大信号Va及该输出电压V0，而产生触发信号VSR并输出至驱动电路34。驱动电路34控制第二MOS开关Q2导通与否，其根据第一驱动信号VGS1及该触发信号VSR产生第二驱动信号VGS2，使该第二驱动信号VGS2控制第二MOS开关Q2于第一MOS开关Q1关闭时导通，并在第一MOS开关Q1导通之前关闭。借此，防止第二MOS开关Q2与第一MOS开关Q1同时导通。
更确切地说，如图4所示，取样电路31包含由取样电阻RS及取样电容CS串联组成，并与输出电感L0的两端并联的RC电路，其主要利用输出电感L0上伏-秒平衡定律(Volt-Second Balance Theorem)，通过RC电路进行积分(充、放电)来撷取输出电感L0电流，故RC电路所产生的电压变化信号Vsa可等效为电感电流。参见图5所示，是电源转换装置工作在不连续模式时，取样电路31从输出电感Lo上取得的电压变化信号Vsa，且参见图6所示，是电源转换装置工作在连续模式时，取样电路31从输出电感Lo上取得的电压变化信号Vsa。
差动放大电路32包括运算放大器35，连接在运算放大器35的正输入端与取样电容CS的一端之间的第一电阻R1，连接在运算放大器35的负输入端与取样电容CS的另一端之间的第二电阻R2，连接在运算放大器35的正输入端与提供该补偿电压Voffset的补偿电压源36的正端的第三电阻R3，及连接在运算放大器35的负输入端与输出端之间的第四电阻R4，且该补偿电压源36的负端连接于输出电感L0与输出电容C0相连接的一端，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4及运算放大器35共同组成差动放大器，并对电压变化信号Vsa进行衰减而输出衰减后的该电压变化信号，再于衰减后的该电压变化信号上叠加该输出电压Vo及补偿电压Voffset而输出该放大信号Va。且如图5所示，是电源转换装置工作在不连续模式时，差动放大电路32输出的放大信号Va，又如图6所示，是电源转换装置工作在连续模式时，差动放大电路32输出的放大信号Va。
比较电路33包括比较器37，且驱动电路34包括D型正反器38，比较器37的负输入端接受该放大信号Va输入，而其正输入端接受该输出电压 Vo输入，以比较两者的大小并产生该触发信号VSR，且如图5所示，电源转换装置工作在不连续模式时，该触发信号VSR的上升缘是对应于电压变化信号Vsa的零点，且其脉波宽度则取决于补偿电压Voffset的大小。又如图6所示，电源转换装置工作在连续模式时，该触发信号VSR的上升缘及其脉波宽度是取决于补偿电压Voffset的大小，亦即可以借由调整补偿电压Voffset来调整第二MOS开关Q2的工作周期以及第二MOS开关Q2提前关闭的时间点，或称截止时间(Dead Time)TD，即从第二MOS开关Q2关闭至第一MOS开关Q1导通之间的时间。且此截止时间(Dead Time)TD为数个ns(10-9s)等级，所需的反应时间远短于负载快速动态变化时间，故此电路能够正常操作于负载快速动态变化。
然后，如图4所示，触发信号VSR被输入至D型正反器38的重置端RST，且D型正反器38的D端接受高准位信号，例如12V电压输入，且其触发端CK接受第一驱动信号VGS1输入，并被第一驱动信号VGS1的下降缘触发，且第一驱动信号VGS1是PWM控制器1输出至隔离变压器T2，再由该隔离变压器T2输出至D型正反器38的触发端CK。
因此，当电源转换装置工作在不连续模式时，配合图4及图5所示，当第一驱动信号VGS1由高准位下降至低准位时(下降缘触发)，D型正反器38的Q端输出高准位信号驱动第二MOS开关Q2导通，直到触发信号VSR的上升缘触发D型正反器38的重置端RST，使Q端输出低准位信号将第二MOS开关Q2关闭。借此，产生控制第二MOS开关Q2的该第二驱动信号VGS2，其让第二MOS开关Q2在第一MOS开关Q1关闭时即导通，并在电压变化信号Vsa为零时(此时输出电流IL0为零)关闭，使电源转换装置能正常工作在不连续模式。借此，由于第二MOS开关Q2在输出电流IL0为零时即已关闭，因此，在不连续导通模式下，即使负载快速动态变化亦不会导致第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2同时导通，且由于输出电流IL0为零时，第二MOS开关Q2即关闭，因此亦不会产生由输出电容Co朝输出电感Lo及第二MOS开关Q2放电的逆向电流。
同理，当电源转换装置工作在连续模式时，配合图4与图6所示，当第一驱动信号VGS1由高准位下降至低准位时(下降缘触发)，D型正反器38的Q端输出高准位信号驱动第二MOS开关Q2导通，直到触发信号VSR的上升缘触发D型正反器38的重置端RST，使Q端输出低准位信号将第二MOS开关Q2关闭。借此，产生控制第二MOS开关Q2的该第二驱动信号VGS2，其让第二MOS开关Q2在第一MOS开关Q1关闭时即导通，并在电压变化信号Vsa下降至小于输出电压Vo时(此时输出电流IL0大于零)关闭，使第二MOS开关Q2能提前在第一MOS开关Q1导通之前关闭，让电源转换装置能正常工作在 连续模式。而且，在连续导通模式下，第一MOS开关Q1会在输出电流IL0降到零之前即被导通，因此第二MOS开关Q2必须在第一MOS开关Q1导通前关闭，以避免第二MOS开关Q2与第一MOS开关Q1同时导通，所以，在第一驱动信号VGS1由低准位上升至高准位之前，触发信号VSR就会提前触发D型正反器38的重置端RST，使将输出的第二驱动信号VGS2由高准位下降至低准位，而在第一MOS开关Q1导通之前提前关闭第二MOS开关Q2。
借此，如图8所示，由于第二MOS开关Q2关闭的时间比第一MOS开关Q1导通的时间提前该截止时间TD，所以可以确保第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2不会同时导通，因此，当负载动态改变而在重载转为轻载的区间t2，由于触发信号VSR能在第一MOS开关Q1导通之前关闭第二MOS开关Q2，且透过适当选择补偿电压Voffset来决定截止时间(Dead Time)TD，让触发信号VSR能在输出电流IL0下降至接近零或等于零之前，即触发驱动电路34关闭第二MOS开关Q2，借此可防止在轻载的情况下，由输出电容Co经由输出电感Lo朝第二MOS开关Q2放电的逆向电流产生，使第二MOS开关Q2在动态负载变化时免于因承受逆向电流在其第一端D和第二端S之间产生的瞬间高压而损毁。
此外，当电源转换装置突然关机而没有电源输入时，或者当电源转换装置开机时，其输出电流IL0亦会降至零而经过零电流区域，此时，电压变化信号Vsa会将输出电流IL0的变化反应在放大信号Va上，使比较电路33即时产生触发信号VSR触发驱动电路34，将输出的第二驱动信号VGS2由高准位下降至低准位而将第二MOS开关Q2关闭，以避免产生由输出电容Co朝输出电感Lo及第二MOS开关Q2放电的逆向电流。
因此，由上述说明可知，本实施例借由取样电路31取得输出电感L0上的电压变化信号Vsa，并经由差动放大电路32适当衰减该电压变化信号Vsa后加上输出电压Vo及补偿电压Voffset以得到放大信号Va后，再将放大信号Va与输出电压Vo进行比较，以得到触发信号VSR，使在第一MOS开关Q1导通之前提前触发驱动电路34关闭第二MOS开关Q2，使得第二MOS开关Q2能在第一MOS开关Q1导通以及逆向电流产生之前即关闭，让电源转换装置在动态负载变化下能正常且稳定地同时工作在不连续导通模式及连续导通模式，并防止电源转换装置关机或开机时产生逆向电流。
此外，如图3所示，本实施例的电源转换装置还进一步包括保护电路39，其在侦测到该第一MOS开关导通、侦测到输出电压Vo未达到一预设值，例如输出额定值的90％，或者侦测到电源转换装置不正常动作时，即输出保护信号至驱动电路34，使立即关闭该第二MOS开关Q2。更确切地说，如图4所示，保护电路39接受输出电压Vo、接受来自PWM控制器1的第一驱动信 号VGS1及/或接受电源转换装置的***内部管理功能(housekeeping)集成电路(IC)送出的故障保护输出(FPO)信号，并在侦测输出电压Vo过电压或欠电压时，借由第一驱动信号VGS1侦测到第一MOS开关Q1导通时，或在收到该故障保护输出(FPO)信号时，即输出触发信号触发驱动电路34的D型正反器38的重置端RST，使D型正反器38的Q端输出低准位信号而关闭第二MOS开关Q2，借此电路不正常动作时，第二MOS开关Q2不会被开启。
本发明电源转换装置的第二较佳实施例是以非隔离降压型电源转换器为例，其与第一实施例的主要差别在于第一MOS开关Q1与第二MOS开关Q2是直接电耦接，没有以变压器隔离，而其控制第二MOS开关Q2的同步整流控制电路3则与第一实施例完全相同，并同样能同时正常操作在不连续模式及连续模式，且达到防止第一MOS开关Q1及第二MOS开关Q2同时导通，及避免逆向电流产生的功效，故在此不再赘述。
综上所述，上述实施例借由同步整流控制电路3的取样电路31取得输出电感L0上的电压变化信号Vsa，并经由差动放大电路32适当衰减该电压变化信号Vsa后加上输出电压Vo及补偿电压Voffset以得到放大信号Va后，再将放大信号Va与输出电压Vo进行比较，以得到触发信号VSR，使在第一MOS开关Q1导通之前提前触发驱动电路34关闭第二MOS开关Q2，使得第二MOS开关Q2能在第一MOS开关Q1导通以及逆向电流产生之前即关闭，让电源转换装置在动态负载变化下能正常且稳定地同时工作在不连续导通模式及连续导通模式，并防止电源转换装置关机或开机时产生逆向电流，确实达成本发明的功效和目的。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
Claims (11)
1.一种同步整流控制电路，应用于电源转换装置，该电源转换装置包括主开关、同步整流开关、一端与该同步整流开关的一端电耦接的输出电感，以及电耦接在该同步整流开关的另一端与该输出电感的另一端之间，以提供输出电压的输出电容，其特征在于：
该同步整流控制电路包括：
取样电路，与该输出电感电耦接，以撷取该输出电感两端的电压信号；
差动放大电路，接受该电压信号、该输出电压及补偿电压输入，并衰减该电压信号以输出放大信号，且该放大信号是衰减后的该电压信号加上该输出电压及该补偿电压；
比较电路，比较该放大信号及该输出电压，以产生触发信号；及
驱动电路，控制该同步整流开关导通与否，并根据第一驱动信号及该触发信号产生第二驱动信号，其中该第一驱动信号用以控制该主开关导通与否，该第二驱动信号控制该同步整流开关于该主开关关闭时导通，并在该主开关导通之前关闭。
2.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于：该取样电路是由取样电阻及取样电容串联组成并与该输出电感的两端并联的RC电路。
3.如权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于：该差动放大电路包括运算放大器，连接在该运算放大器的正输入端与该取样电容的一端之间的第一电阻，连接在该运算放大器的负输入端与该取样电容的另一端之间的第二电阻，连接在该运算放大器的正输入端与提供该补偿电压的补偿电压源的正端的第三电阻，连接在该运算放大器的该负输入端与输出端之间的第四电阻，且该补偿电压源的负端连接于该输出电感与该输出电容相连接的一端，并由该运算放大器的输出端输出该放大信号。
4.如权利要求1、2或3所述的同步整流控制电路，其特征在于：该比较电路包括比较器，且该驱动电路包括D型正反器，该比较器的负输入端接受该放大信号输入，而其正输入端接受该输出电压输入，以比较两者的大小并输出该触发信号至该D型正反器的重置端，且该D型正反器的D端接受高准位信号输入，其触发端受该第一驱动信号的下降缘触发，使得该第一驱动信号由高准位下降至低准位时，该D型正反器的Q端输出高准位信号，直到该触发信号的上升缘触发该D型正反器的重置端，使该Q端输出低准位信号，借此，产生该第二驱动信号。
5.如权利要求4所述的同步整流控制电路，其特征在于：该同步整流控制电路还包括保护电路，其侦测到该主开关导通、侦测到该输出电压未达到预设值或侦测到该电源转换器不正常动作时，即输出保护信号至该驱动电路，使立即关闭该同步整流开关。
6.一种电源转换装置，包括主开关，同步整流开关，产生第一驱动信号控制该主开关导通与否的PWM控制器，包括输出电感及输出电容的整流滤波电路，其且对流经其中的电流进行储能与释能，并于该输出电容产生输出电压，以及控制该同步整流开关导通与否的同步整流控制电路，其特征在于：
该同步整流控制电路，包括：
取样电路，与该输出电感电耦接，以撷取该输出电感两端的电压信号；
差动放大电路，接受该电压信号、该输出电压及补偿电压输入，并衰减该电压信号以输出放大信号，且该放大信号是衰减后的该电压信号加上该输出电压及该补偿电压；
比较电路，比较该放大信号及该输出电压，以产生触发信号；及
驱动电路，控制该同步整流开关导通与否，并根据该第一驱动信号及该触发信号产生第二驱动信号，该第二驱动信号控制该同步整流开关于该主开关关闭时导通，并在该主开关导通之前关闭。
7.如权利要求6所述的电源转换装置，其特征在于：该取样电路是由取样电阻及取样电容串联组成并与该输出电感的两端并联的RC电路。
8.如权利要求7所述的电源转换装置，其特征在于：该差动放大电路包括运算放大器，连接在该运算放大器的正输入端与该取样电容的一端之间的第一电阻，连接在该运算放大器的负输入端与该取样电容的另一端之间的第二电阻，连接在该运算放大器的正输入端与提供该补偿电压的补偿电压源的正端的第三电阻，连接在该运算放大器的该负输入端与输出端之间的第四电阻，且该补偿电压源的负端连接于该输出电感与该输出电容相连接的一端，并由该运算放大器的输出端输出该放大信号。
9.如权利要求6、7或8所述的电源转换装置，其特征在于：该比较电路包括比较器，且该驱动电路包括D型正反器，该比较器的负输入端接受该放大信号输入，而其正输入端接受该输出电压输入，以比较两者的大小并输出该触发信号至该D型正反器的重置端，且该D型正反器的D端接受高准位信号输入，其触发端受该第一驱动信号的下降缘触发，使得该第一驱动信号由高准位下降至低准位时，该D型正反器的Q端输出高准位信号，直到该触发信号的上升缘触发该D型正反器的重置端，使该Q端输出低准位信号，借此，产生该第二驱动信号。
10.如权利要求9所述的电源转换装置，其特征在于：该电源转换装置还包括保护电路，其侦测到该主开关导通、侦测到该输出电压未达到预设值或侦测到该电源转换器不正常动作时，即输出保护信号至该驱动电路，使立即关闭该同步整流开关。
11.如权利要求6所述的电源转换装置，其特征在于：该电源转换装置是隔离顺向式电源转换器或非隔离降压型电源转换器，其中该隔离顺向式电源转换器包括变压器，且该主开关与该变压器的一次侧绕组电耦接，该同步整流开关与该变压器的二次侧绕组电耦接；且在该非隔离降压型电源转换器中，该主开关与该同步整流开关的一端共同与该输出电感的一端电耦接。
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