CN103782500A

CN103782500A - 电力变换装置

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Publication number: CN103782500A
Application number: CN201280043511.0A
Authority: CN
Inventors: 近藤亮太; 村上哲; 山田正树
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-09-08
Filing date: 2012-05-22
Publication date: 2014-05-07
Anticipated expiration: 2032-05-22
Also published as: DE112012003766T5; WO2013035383A1; CN103782500B; JPWO2013035383A1; US9401655B2; JP5631499B2; US20140233279A1

Abstract

将具有直流电容器（105）的逆变器电路（100）与交流电源（1）串联连接，在其后级经由转换器电路（300）连接平滑电容器（3），在1个周期内设置使转换器电路（300）的交流端子之间短路的短路期间T来控制转换器电路（300），以改善交流电源功率因数的方式，对逆变器电路（100）进行PWM控制。在无法进行利用逆变器电路（100）的电流控制的情况下，切换为转换器电路（300）的PWM控制而控制电流。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及将单相逆变器的交流侧的输出重叠到电源输出上，而得到期望的直流电压的电力变换装置。

背景技术

关于以往的电力变换装置，来自交流电源的第1端子的输出与电抗器连接，在其后级串联连接由单相逆变器构成的逆变器电路的交流侧。逆变器电路内的单相逆变器由半导体开关元件以及直流电压源构成。另外，将各自对短路用开关和整流二极管进行串联连接来构成逆变器的第1、第2串联电路并联连接，连接于输出级的平滑电容器的两个端子之间。第1串联电路的中点与逆变器电路的后级的交流输出线连接，第2串联电路的中点与交流电源的第2端子连接。然后，以能够将平滑电容器的直流电压维持为一定的目标电压的方式，并且以使来自交流电源的输入功率因数大致成为1的方式，通过PWM控制对电流进行控制并输出，将交流侧的发生电压重叠到来自交流电源的输入电压上。然后，仅在以来自交流电源的输入电压的相位的过零相位为中心的短路相位范围内，使短路用开关成为接通状态而使平滑电容器旁路，与短路用开关的接通断开切换同步地，校正逆变器电路的电压指令（例如，参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-095160号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

在这样的电力变换装置中，通过短路用开关的接通断开切换，切换逆变器电路的直流电压源的充放电，来保持直流电压源的电压，逆变器电路以控制电流的方式被进行输出控制。但是，如果逆变器电路的直流电压低，则无法进行利用逆变器电路的电流控制，所以需要将逆变器电路的直流电压源的电压维持为能够进行电流控制的比较高的电压。因此，需要电力变换装置的高耐压化，妨碍小型化以及电力损失降低。

本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于得到能够降低逆变器电路的直流电压而可靠性良好地持续进行电流控制、小型且电力损失低的电力变换装置。

解决技术问题的技术方案

本发明的电力变换装置具备：逆变器电路，具有多个半导体开关元件以及直流电容器，与交流电源的第1端子串联连接；转换器电路，在直流母线之间具有多个半导体开关元件，一方的交流端子与所述逆变器电路串联连接，另一方的交流端子与所述交流电源的第2端子连接，对所述直流母线之间输出直流电力；平滑电容器，连接于所述直流母线之间，使所述转换器电路的输出平滑；以及控制电路，使所述逆变器电路的所述直流电容器的电压跟随所设定的电压指令值，使所述平滑电容器的电压跟随目标电压，以使作为来自所述交流电源的电流的输入电流的功率因数成为1的方式，控制所述逆变器电路以及所述转换器电路。另外，所述控制电路具有在包括所述交流电源的过零相位的期间内使所述转换器电路的所述交流端子之间持续地短路而使所述平滑电容器旁路的短路期间、和将所述转换器电路的直流输出持续输出到所述平滑电容器的开路期间，使所述逆变器电路的所述直流电容器的电压跟随所设定的电压指令值，并且在所述短路期间以及所述开路期间，对所述逆变器电路进行PWM控制，设置根据所述直流电容器的电压对所述转换器电路进行PWM控制的期间，切换所述逆变器电路的PWM控制和所述转换器电路的PWM控制，以使所述输入电流的功率因数成为1的方式进行控制。

发明效果

根据本发明的电力变换装置，控制电路设置根据直流电容器的电压对转换器电路进行PWM控制的期间，切换逆变器电路的PWM控制和转换器电路的PWM控制，以使输入电流的功率因数成为1的方式进行控制。因此，能够无需将逆变器电路的直流电压维持为高的电压就持续进行电流控制。由此，能够降低逆变器电路的直流电压来可靠性良好地持续进行电流控制，实现电力变换装置的小型化以及电力损失降低。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动力运转动作的电流路径图。

图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动力运转动作的电流路径图。

图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动力运转动作的电流路径图。

图5是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动力运转动作的电流路径图。

图6是示出说明本发明的实施方式1的电力变换装置的升压时的基本动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图7是示出说明本发明的实施方式1的电力变换装置的降压时的基本动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图8是将本发明的实施方式1的电力变换装置中的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。

图9是利用本发明的实施方式1的转换器电路的电流控制时的逆变器电路内的电流路径图。

图10是示出本发明的实施方式1的控制电路中的转换器电路的控制的控制框图。

图11是示出本发明的实施方式1的控制电路中的转换器电路的控制的部分控制框图。

图12是示出本发明的实施方式1的控制电路中的逆变器电路的控制的控制框图。

图13是将本发明的实施方式2的电力变换装置中的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。

图14是说明本发明的实施方式2的控制电路中的转换器电路的控制的部分控制框图。

图15是将本发明的实施方式3的电力变换装置中的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。

图16是将本发明的实施方式4的电力变换装置中的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。

图17是说明本发明的实施方式5的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图18是说明本发明的实施方式5的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图19是说明本发明的实施方式5的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图20是说明本发明的实施方式5的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图21是将本发明的实施方式5的电力变换装置中的电流控制切换动作的第1例与各部的波形图一起说明的图。

图22是将本发明的实施方式5的电力变换装置中的电流控制切换动作的第2例与各部的波形图一起说明的图。

图23是将本发明的实施方式5的电力变换装置中的电流控制切换动作的第3例与各部的波形图一起说明的图。

图24是将本发明的实施方式5的电力变换装置中的电流控制切换动作的第4例与各部的波形图一起说明的图。

图25是将本发明的实施方式6的电力变换装置中的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。

图26是将本发明的实施方式6的电力变换装置中的电流控制切换动作的其它例子与各部的波形图一起说明的图。

图27是示出本发明的实施方式6的控制电路中的逆变器电路的控制的控制框图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，说明本发明的实施方式1的电力变换装置。图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的概略结构图。

如图1所示，电力变换装置具备用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力而输出的主电路和控制电路10。

主电路具备作为限流电路的电抗器2、逆变器电路100、转换器电路300、以及平滑电容器3。来自交流电源1的第1端子的输出与电抗器2连接，在其后级串联连接由单相逆变器构成的逆变器电路100的交流侧。转换器电路300的一方的交流端子与逆变器电路100的后级的交流输出线连接，另一方的交流端子与交流电源1的第2端子连接，对在转换器电路300的直流母线3a、3b之间连接的平滑电容器3输出直流电力。

逆变器电路100内的单相逆变器是由将二极管101b～104b逆并联地连接了的多个IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等半导体开关元件101a～104a、以及直流电容器105构成的全桥结构的逆变器。

转换器电路300在直流母线之间具有多个半导体开关元件301a～304a，在该情况下，在直流母线之间并联连接两个桥电路而构成，这两个桥电路各自串联连接了逆并联地连接有二极管301b～304b的多个IGBT等半导体开关元件301a～304a中的两个。

对逆变器电路100的后级的交流输出线，连接转换器电路300的半导体开关元件301a的发射极与半导体开关元件302a的集电极的连接点。另外，半导体开关元件303a的发射极和半导体开关元件304a的集电极的连接点与交流电源1的上述第2端子连接。

另外，半导体开关元件101a～104a、301a～304a除了IGBT以外，也可以是在源极·漏极之间内置有二极管的MOSFET（Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管）等。

另外，电抗器2也可以在逆变器电路100与转换器电路300之间串联连接。

控制电路10根据逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub、平滑电容器3的电压Vdc、以及来自交流电源1的电压Vin、电流Iin，以使平滑电容器3的电压Vdc成为一定的目标电压Vdc*的方式，生成向逆变器电路100以及转换器电路300内的各半导体开关元件101a～104a、301a～304a的栅极信号11、12而对逆变器电路100以及转换器电路300进行输出控制。

对平滑电容器3连接有未图示的负载，在通常时，电压Vdc比目标电压Vdc^*更低，控制电路10以变换来自交流电源1的交流电力而对平滑电容器3供给直流电力的方式，对逆变器电路100以及转换器电路300进行输出控制。

根据附图，说明这样构成的电力变换装置的动力运转动作、即对平滑电容器3输出直流电力的动作。图2～图5示出动力运转动作中的电流路径图。另外，图6是示出说明电力变换装置的升压时的基本的动力运转动作的各部的波形和逆变器电路100的直流电容器105的充放电的图。图7是示出说明电力变换装置的降压时的基本的动力运转动作的各部的波形和逆变器电路100的直流电容器105的充放电的图。

另外，将输出级的平滑电容器3的电压Vdc比交流电源1的电压Vin的峰值电压Vp高的情况称为升压，将输出级的平滑电容器3的电压Vdc比交流电源1的电压Vin的峰值电压Vp低的情况称为降压。另外，在图6、图7中，示出平滑电容器3的电压Vdc被控制为一定的目标电压Vdc^*的状态。

来自交流电源1的电压Vin成为图6、图7所示那样的波形。逆变器电路100以使来自交流电源1的输入功率因数大致成为1的方式通过PWM控制来控制电流Iin并输出，将交流侧的发生电压重叠于作为交流电源1的输出的电压Vin上。以下，将以使来自交流电源1的输入功率因数大致成为1的方式控制电流Iin简称为电流控制。

将交流电源1的电压相位设为θ，首先，示出电压Vin是正极性的0≦θ<π的情况。

在逆变器电路100中，在半导体开关元件101a、104a为接通、半导体开关元件102a、103a为断开时，以对直流电容器105进行充电的方式流过，在半导体开关元件102a、103a为接通、半导体开关元件101a、104a为断开时，以对直流电容器105进行放电的方式流过。另外，在半导体开关元件101a、103a为接通、半导体开关元件102a、104a为断开时、以及半导体开关元件102a、104a为接通、半导体开关元件101a、103a为断开时，电流不流入直流电容器105而流过。通过这样的4种控制的组合来控制半导体开关元件101a～104a而使逆变器电路100进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。另外，在各半导体开关元件101a～104a中流过的电流从发射极流向集电极时，也可以使该半导体开关元件断开而在逆并联连接的二极管101b～104b中流过电流。

如图2所示，来自交流电源1的电流被电抗器2限流，输入到逆变器电路100，其输出通过转换器电路300内的二极管301b对平滑电容器3进行充电，经由二极管304b返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过上述4种控制的组合进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。

在以交流电源1的电压Vin的过零相位为中心的±θ₁的相位范围（以下称为短路期间T）内，如图3所示，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a、304a断开。来自交流电源1的电流被电抗器2限流，输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300内的半导体开关元件302a、二极管304b返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过对直流电容器105进行充电的控制和使电流不流入的控制的组合进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充电，进行电流控制。

接下来，说明电压Vin是负极性的π≦θ<2π的情况。

在逆变器电路100中，在半导体开关元件102a、103a为接通、半导体开关元件101a、104a为断开时，以对直流电容器105进行充电的方式流过，在半导体开关元件101a、104a为接通、半导体开关元件102a、103a为断开时，以对直流电容器105进行放电的方式流过。另外，在半导体开关元件101a、103a为接通、半导体开关元件102a、104a为断开时、以及半导体开关元件102a、104a为接通、半导体开关元件101a、103a为断开时，电流不流入直流电容器105而流过。通过这样的4种控制的组合，控制半导体开关元件101a～104a而使逆变器电路100进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。

如图4所示，来自交流电源1的电流通过转换器电路300内的二极管303b，对平滑电容器3进行充电，经由二极管302b输入到逆变器电路100，逆变器电路100的输出经由电抗器2返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过上述4种控制的组合进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。

在短路期间T中，如图5所示，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件304a成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、302a、303a断开。来自交流电源1的电流经由转换器电路300的半导体开关元件304a、二极管302b输入到逆变器电路100，对直流电容器105进行充电，经由电抗器2返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过对直流电容器105进行充电的控制和使电流不流入的控制的组合进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

这样，在转换器电路300的动作中，有使转换器电路300的交流端子之间持续地短路而使平滑电容器3旁路的短路期间T、和将转换器电路300的直流输出持续输出到平滑电容器3的期间（以下称为开路期间K），在短路期间T以及开路期间K中的任意一个中，都通过逆变器电路100的PWM动作来控制电流。另外，在图6、图7中，示出逆变器电路100的直流电容器105的电压比较高，且能够在交流电源电压的全部相位下进行利用逆变器电路100的PWM动作的电流控制的情况，短路期间T以外的全部期间成为开路期间K。另外，关于直流电容器105的电压条件，后述。

另外，示出了在转换器电路300中，使半导体开关元件302a、304a仅在作为短路开关动作时接通的情况，但在各二极管301b～304b中流过电流的情况下，也可以使逆并联连接了该二极管的半导体开关元件301a～304a接通而在半导体开关元件301a～304a侧流过电流。即，也可以不论电压Vin是正负中的哪一个极性，在短路期间T中使两个半导体开关元件302a、304a都作为短路开关接通，并且，也可以使其它两个半导体开关元件301a、303a作为短路开关接通。

通过这样的动作，在电力变换装置的升压时，如图6所示，逆变器电路100在短路期间T中输出电压（-Vin），通过交流电源1对直流电容器105进行充电，之后，在θ₁≦θ<π-θ₁的开路期间K中对直流电容器105进行放电时，对交流电源1的电压Vin加上作为逆变器电路100的输出电压的（Vdc^*-Vin），从而将平滑电容器3的电压Vdc控制为比交流电源1的峰值电压高的目标电压Vdc^*。

另外，在电力变换装置的降压时，如图7所示，逆变器电路100在短路期间T中输出电压（-Vin），通过交流电源1对直流电容器105进行充电，在之后的开路期间K中，对交流电源1的电压Vin加上逆变器电路100的输出电压，从而将平滑电容器3的电压Vdc控制为比交流电源1的峰值电压低的目标电压Vdc^*。如果交流电源1的电压Vin成为与平滑电容器3的目标电压Vdc^*相等时的相位θ=θ₂（0<θ₂<π/2），则在θ₁≦θ<θ₂、π-θ₂≦θ<π-θ₁时，逆变器电路100输出电压（Vdc^*-Vin）而对直流电容器105进行放电，在θ₂≦θ<π-θ₂时，逆变器电路100输出负极性的电压（Vdc^*-Vin）而对直流电容器105进行充电。

如以上那样，在动力运转动作中，在交流电源1的电压相位θ的过零相位（θ=0、π）±θ₁处，切换转换器电路300的控制，在作为以该过零相位为中心的±θ₁的相位范围的短路期间T中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，逆变器电路100发生与电压Vin的逆极性大致相等的电压，同时以使输入功率因数大致成为1的方式控制电流Iin并输出，直流电容器105被充电。然后，在将转换器电路300的直流输出持续输出到平滑电容器3的开路期间K中，逆变器电路100将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使输入功率因数大致成为1的方式，控制电流Iin并输出。此时，在电压Vin的绝对值是平滑电容器3的目标电压Vdc^*以下时，直流电容器105被放电，在电压Vin的绝对值是目标电压Vdc^*以上时，直流电容器105被充电。

另外，关于短路期间T，将过零相位（θ=0、π）设为短路期间T的中心，但短路期间T也可以是在包含过零相位的相位范围内，中心偏向某一侧。

另外，关于短路期间T的相位范围，能够以使逆变器电路100的直流电容器105的充电和放电的能量相等的方式决定。如果设为能够在交流电源电压的全部相位下进行利用逆变器电路100的PWM动作的电流控制，且逆变器电路100的直流电容器105的充放电量是0、即充电和放电的能量相等，则在Vdc^*<Vp的降压时的情况下，以下的公式A成立。其中，Vp是电压Vin的峰值电压，Ip是电流Iin的峰值电流。

[式1]

\begin{matrix} {&Integral;}_{0}^{θ_{1}} V_{p} \sin θ \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ + {&Integral;}_{θ_{2}}^{π / 2} (V_{p} \sin θ - {V_{dc}}^{*}) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \\ = {&Integral;}_{θ_{1}}^{θ_{2}} ({V_{dc}}^{*} - V_{p} \sin θ) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \end{matrix}

…公式A

此处，如果设为Vin=Vp·sinθ、Iin=Ip·sinθ，则Vdc^*与Vp的关系式成为以下的公式1。

Vdc^*=Vp·π/（4cosθ₁）···公式1

其中，关于Vdc^*的下限值，在θ₁成为0时，其值成为（π/4）Vp。另外，上述公式1在Vp≦Vdc^*的升压时的情况下也成立。

这样，关于平滑电容器3的目标电压Vdc^*，由决定短路期间T的相位范围的θ₁决定，即能够使θ₁变化来控制。然后，平滑电容器3的直流电压Vdc被控制为跟随该目标电压Vdc^*。

接下来，说明逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub。

将直流电容器105的电压Vsub设定为各相位范围中的逆变器电路100的期望的发生电压的大小以上。即，直流电容器105的电压Vsub需要满足以下的公式2、公式3。

在短路期间T的相位θ下，

Vsub≧|Vp·sinθ|···公式2

在开路期间K的相位θ下，

Vsub≧|Vdc^*-|Vp·sinθ||···公式3

如果从上述公式2、公式3消去变量θ，则得到以下的3个公式4～公式6。

Vsub≧Vp·sinθ₁···公式4

Vsub≧（Vdc^*-Vp·sinθ₁）···公式5

Vsub≧（Vp-Vdc^*）···公式6

即，在电压Vsub满足上述3个条件（公式4～公式6）时，能够在交流电源1的全部相位下可靠性良好地进行将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*、并且以使输入功率因数大致成为1的方式控制电流Iin的逆变器电路100的控制。另外，将直流电容器105的电压Vsub设定为交流电源1的电压Vin的峰值电压Vp以下。在PWM控制的逆变器电路100中，由于如果直流电容器105的电压Vsub变大，则损失增大，所以关于电压Vsub，优选在满足上述3个条件（公式4～公式6）的条件下设定得较小。

然后，通过仅使以过零相位为中心的±θ1的相位范围成为将平滑电容器3旁路的短路期间T，从而逆变器电路100在短路期间T、和其以外的开路期间K中，都能够以使输入功率因数大致成为1的方式控制电流Iin，并且对平滑电容器3输出期望的电压的直流电力。

接下来，以下说明直流电容器105的电压Vsub未满足上述3个条件（公式4～公式6）中的某一个的情况下的电力变换装置的动作。在该情况下，无法在交流电源电压的全部相位下进行利用逆变器电路100的PWM控制的电流控制，以切换逆变器电路100的PWM控制和转换器电路300的PWM控制，使输入功率因数大致成为1的方式控制电流Iin。

图8是将电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。在该情况下，在决定用公式1求出的短路期间T的相位θ₁处，直流电容器105的电压Vsub不满足公式4，而成为Vsub<Vp·sinθ₁。因此，对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定，与其相伴地对决定开路期间K的新的相位θ_B进行决定。

在短路期间T以及开路期间K中，通过逆变器电路100的PWM控制进行电流控制，在其以外的期间中对转换器电路300进行PWM控制。另外，直流电容器105的电压Vsub在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π+θ_A、2π-θ_A≦θ≦2π的短路期间T中，满足上述公式2，并且，在θ_B≦θ≦π-θ_B、π+θ_B≦θ≦2π-θ_B的开路期间K中，满足上述公式3。

即，电压Vsub在短路期间T中是交流电源1的电压Vin的大小以上，在开路期间K中，成为平滑电容器3的电压Vdc（目标电压Vdc^*）与电压Vin的大小的差分以上。

在该情况下，首先运算决定满足上述公式2那样的短路期间T的相位θ_A，运算相位θ_B以使得在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0来决定开路期间K。例如，在升压时，直流电容器105在短路期间T中被充电且在开路期间K中被放电，所以以使充电和放电的能量相等的方式，根据以下的公式B计算。

[式2]

{&Integral;}_{0}^{θ_{A}} V_{p} \sin θ \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ = {&Integral;}_{θ_{B}}^{π / 2} ({V_{dc}}^{*} - V_{p} \sin θ) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ

…公式B

然后，如图8所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

另外，在θ_B≦θ≦π-θ_B的开路期间K中，在转换器电路300中使所有半导体开关元件301a～304a断开，来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100，其输出经由转换器电路300对平滑电容器3进行充电而返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

然后，在θ_A≦θ≦θ_B以及π-θ_B≦θ≦π-θ_A的期间中，在逆变器电路100中，如图9所示，将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。来自交流电源1的电流经由逆变器电路100被输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、303a断开，使半导体开关元件302a接通，使用半导体开关元件304a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。另外，在电压Vin是负极性时，使半导体开关元件304a接通，使用半导体开关元件302a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

这样，在有利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以使逆变器电路100的直流电容器105的充放电能量相等的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制，从而逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为1。

接下来，以下详细说明逆变器电路100以及转换器电路300的控制。图10是由控制电路10实施的转换器电路300的输出控制中的控制框图。图11是由控制电路10实施的转换器电路300的输出控制中的部分控制框图。另外，图12是由控制电路10实施的逆变器电路100的输出控制中的控制框图。

如图10所示，在转换器电路300的输出控制中，不仅是使逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub跟随指令值Vsub^*的电压Vsub恒定控制，而且根据需要还进行输入电流功率因数控制。

首先，说明利用转换器电路300的逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub恒定控制。将所设定的指令值Vsub^*与所检测的电压Vsub的差21作为反馈量，将PI控制而得的输出22作为电压指令，通过PWM控制23生成向转换器电路300的各半导体开关元件301a～304a的栅极信号24。在该PWM控制23中，将与交流电源1的频率的2倍的周期同步的三角波（交流电源同步三角波）25用作载波进行而比较运算，关于比较运算而得的信号，根据由极性判定器52求出的交流电源电压Vin的极性53，生成以交流电源1的电压Vin过零的相位为大致中心而动作的栅极信号24并输入到栅极信号选定器38。

接下来，说明利用转换器电路300的输入电流功率因数控制。在该控制中，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*、并且以使交流电源1的功率因数大致成为1的方式控制电流Iin。首先，将平滑电容器3的直流电压Vdc与目标电压Vdc^*的差26作为反馈量，将PI控制而得的输出作为振幅目标值27，根据该振幅目标值27，根据交流电源同步频率，生成与电压Vin同步的正弦波的电流指令Iin^*28。接下来，将电流指令Iin*与所检测的电流Iin的差29作为反馈量，将PI控制而得的输出作为成为转换器电路300的发生电压的目标值的电压指令30。根据该电压指令30通过PWM控制生成栅极信号31，输入到栅极信号选定器38。

另外，在电流控制判定器32中，根据交流电源1的电压Vin、平滑电容器3的直流电压Vdc、以及逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub，判定是否满足利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制的条件。即，判定直流电容器105的电压Vsub是否满足上述3个条件（公式4～公式6），导出不成立的条件。

电流控制期间（短路期间、开路期间）计算器50根据电流控制判定器32的输出，重新决定短路期间T、开路期间K，输出相位θ_A34、θ_B36。

在该实施方式中，如上所述，电压Vsub不满足公式4的条件。如图11所示，电流控制期间计算器50具备电流控制短路期间计算器33和电流控制开路期间计算器35，电流控制短路期间计算器33首先输出决定满足上述公式2那样的短路期间T的相位θ_A34，电流控制开路期间计算器35以在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式，决定开路期间K，输出相位θ_B36。此时，在所决定的开路期间K中电压Vsub满足上述公式3。

然后，将对指令值Vsub^*与电压Vsub的差21进行PI控制而得到的输出22加到来自电流控制短路期间计算器33的输出34来对相位θ_A进行微调整，将调整了的相位θ_A37和来自电流控制开路期间计算器35的相位θ_B36输入到栅极信号选定器38。

在栅极信号选定器38中，将通过电压Vsub恒定控制得到的栅极信号24、通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号31、以及决定重新设定的短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36作为输入，进而，根据交流电源1的电压Vin和平滑电容器3的直流电压Vdc，在短路期间T和开路期间K中使用栅极信号24，在其它期间中使用栅极信号31作为向转换器电路300的栅极信号12而输出。

接下来，如图12所示，在逆变器电路100的输出控制中，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使交流电源1的功率因数大致成为1的方式，控制电流Iin。

首先，将平滑电容器3的直流电压Vdc与目标电压Vdc^*的差40作为反馈量，将PI控制而得的输出作为振幅目标值41，根据该振幅目标值41，根据交流电源同步频率，生成与电压Vin同步的正弦波的电流指令Iin^*42。接下来，将电流指令Iin^*42与所检测的电流Iin的差43作为反馈量，将PI控制而得的输出作为成为逆变器电路100的发生电压的目标值的电压指令44。此时，加上在使转换器电路300的交流端子之间短路的短路期间T的控制与短路期间外的控制的切换时同步的前馈校正电压ΔV来校正电压指令44。然后，使用校正后的电压指令45，通过PWM控制46生成向逆变器电路100的各半导体开关元件101a～104a的栅极信号47，输入到栅极信号生成器48。

然后，在栅极信号生成器48中，将通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号47、和通过转换器电路300的控制运算的、决定短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36作为输入，进而，根据交流电源1的电压Vin和平滑电容器3的直流电压Vdc，在短路期间T和开路期间K中使用栅极信号47，在其它期间中将输出电压0的栅极信号作为向逆变器电路100的栅极信号11而输出。

另外，关于电压Vsub满足上述3个条件（公式4～公式6）的情况，在转换器电路300的控制中，电流控制期间计算器50不输出相位θ_A、θ_B，栅极信号选定器38持续输出通过电压Vsub恒定控制得到的栅极信号24。另外，在逆变器电路100的输出控制中，栅极信号生成器48持续输出通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号47。

在该实施方式中，在逆变器电路100的主要的控制中使用电流指令Iin^*，使平滑电容器3的电压Vdc跟随目标电压Vdc^*，以改善交流电源1的功率因数的方式进行控制。关于转换器电路300的主要的控制，不需要高频开关，所以开关损失低。另外，控制功率因数来控制平滑电容器3的直流电压Vdc的逆变器电路100能够使在开关中处理的电压Vsub大幅低于交流电源1的峰值电压。另外，具有将平滑电容器3旁路的短路期间T来控制转换器电路300，逆变器电路100在短路期间T中对直流电容器105进行充电。因此，逆变器电路100不会发生高的电压而能够避免成为电流0，并且能够将在直流电容器105中充电的能量用于向平滑电容器3的放电。因此，在逆变器电路100中，能够进一步降低在开关中处理的电压，能够进一步促进高效化、低噪声化。

进而，即使在直流电容器105的电压Vsub不满足使利用逆变器电路100的电流控制在交流电源的全部相位下成立的条件的情况下，由于设置对转换器电路300进行PWM控制的期间，切换逆变器电路100的PWM控制和转换器电路300的PWM控制而以使输入电流的功率因数成为1的方式进行控制，所以也能够可靠性良好地持续进行电流控制。因此，逆变器电路100的直流电压Vsub无需维持为可电流控制的电压电平，所以能够进一步降低电压。

另外，由于以使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，设定了将电流控制切换为转换器电路300的情况下的转换器电路300的电流控制期间，所以逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub被控制为恒定。

因此，无需提高电力变换装置的耐压，而能够扩大交流电源电压Vin以及直流电压Vdc的范围，能够在宽的动作范围内实现电流控制，实现电力变换装置的小型化以及电力损失降低。另外，能够持续进行电流控制，从而装置的可靠性也提高。

实施方式2.

在上述实施方式1中，说明了逆变器电路100不满足能够在交流电源1的全部相位中进行电流控制的3个条件（公式4～公式6）中的公式4的情况，但在该实施方式中，说明不满足公式6的情况。即，电力变换装置进行降压动作，成为Vsub<（Vp-Vdc^*）。另外，主电路结构以及控制电路10的结构与上述实施方式1相同，使用图2～图7示出的基本的动力运转动作也与上述实施方式1相同。

图13是将该实施方式2的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。在该情况下，在包括交流电源1的峰值电压时的期间中，存在逆变器电路100无法进行输出电压（Vin-Vdc^*）而对直流电容器105进行充电的动作的期间。因此，对决定开路期间K的一端的新的相位θ_B进行决定，与其相伴地对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定。在该情况下，相位θ_A还是开路期间K的另一端。

在短路期间T以及开路期间K中，通过逆变器电路100的PWM控制进行电流控制，在其以外的期间中对转换器电路300进行PWM控制。另外，直流电容器105的电压Vsub在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π+θ_A、2π-θ_A≦θ≦2π的短路期间T中，满足上述公式2，并且，在θ_A≦θ≦θ_B、π-θ_B≦θ≦π-θ_A、π+θ_A≦θ≦π+θ_B、2π-θ_B≦θ≦2π-θ_A的开路期间K中，满足上述公式3。

即，电压Vsub在短路期间T中是交流电源1的电压Vin的大小以上，在开路期间K中成为平滑电容器3的电压Vdc（目标电压Vdc*）与电压Vin的大小的差分以上。

在该情况下，首先运算决定满足上述公式3那样的开路期间K的一端的相位θ_B，以在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式运算相位θ_A，来决定短路期间T的两端和开路期间K的另一端。在该情况下，以使充电和放电的能量相等的方式，根据以下的公式C计算。

[式3]

\begin{matrix} {&Integral;}_{0}^{θ_{A}} V_{p} \sin θ \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ + {&Integral;}_{θ_{2}}^{θ_{B}} (V_{p} \sin θ - {V_{dc}}^{*}) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \\ = {&Integral;}_{θ_{A}}^{θ_{2}} ({V_{dc}}^{*} - V_{p} \sin θ) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \end{matrix}

…公式C

然后，如图13所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

另外，在θ_A≦θ≦θ_B、π-θ_B≦θ≦π-θ_A的开路期间K中，在转换器电路300中使所有半导体开关元件301a～304a断开，来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100，其输出经由转换器电路300对平滑电容器3进行充电而返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc^*以下时，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc^*以上时，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

然后，在θ_B≦θ≦π-θ_B的期间中，在逆变器电路100中将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。来自交流电源1的电流经由逆变器电路100被输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、303a断开，使半导体开关元件302a接通，使用半导体开关元件304a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。另外，在电压Vin是负极性时，使半导体开关元件304a接通，使用半导体开关元件302a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

这样，在存在利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制，从而逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为1。

接下来，在以下说明逆变器电路100以及转换器电路300的控制。由控制电路10实施的转换器电路300的控制结构与上述实施方式1所述的图10相同，逆变器电路100的控制结构与图12相同。在该情况下，电流控制期间（短路期间、开路期间）计算器50的动作不同，图14示出该部分的控制框图。

在转换器电路300的输出控制中，与上述实施方式1同样地，生成通过电压Vsub恒定控制得到的栅极信号24、通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号31、以及决定重新设定的短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36而输入到栅极信号选定器38。

与上述实施方式1同样地，生成通过电压Vsub恒定控制得到的栅极信号24、和通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号31。

在电流控制判定器32中，根据交流电源1的电压Vin、平滑电容器3的直流电压Vdc、以及逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub，判定是否满足利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制的条件。即，判定直流电容器105的电压Vsub是否满足上述3个条件（公式4～公式6），导出不成立的条件。在该实施方式中，电压Vsub不满足公式6的条件。

电流控制期间计算器50根据电流控制判定器32的输出，重新决定短路期间T、开路期间K，输出相位θ_A34、θ_B36。

如图14所示，电流控制期间计算器50具备电流控制短路期间计算器33和电流控制开路期间计算器35，电流控制开路期间计算器35首先输出决定满足上述公式3那样的开路期间K的一端的相位θ_B36，电流控制开路期间计算器35以使在短路期间T和开路期间K中直流电容器105的充放电量成为0的方式，决定短路期间T的两端和开路期间K的另一端，输出相位θ_A34。此时，在所决定的短路期间T中，电压Vsub满足上述公式2，在开路期间K中，电压Vsub满足上述公式3。

然后，与上述实施方式1同样地，将对指令值Vsub^*与电压Vsub的差21进行PI控制而得到的输出22加到来自电流控制短路期间计算器33的输出34而对相位θ_A进行微调整，将调整了的相位θ_A37和来自电流控制开路期间计算器35的相位θ_B36输入到栅极信号选定器38。

在栅极信号选定器38中，将通过电压Vsub恒定控制得到的栅极信号24、通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号31、以及决定重新设定的短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36作为输入，进而，根据交流电源1的电压Vin和平滑电容器3的直流电压Vdc，在短路期间T和开路期间K中使用栅极信号24，在其它期间中使用栅极信号31作为向转换器电路300的栅极信号12输出。

在逆变器电路100的输出控制中，与上述实施方式1同样地，通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号47、和通过转换器电路300的控制运算的、决定短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36被输入到栅极信号生成器48。然后，在栅极信号生成器48中，进而输入交流电源1的电压Vin和平滑电容器3的直流电压Vdc，在短路期间T和开路期间K中使用栅极信号47，在其它期间中将输出电压0的栅极信号作为向逆变器电路100的栅极信号11而输出。

在该实施方式中，也与上述实施方式1同样地，即使在直流电容器105的电压Vsub不满足使利用逆变器电路100的电流控制在交流电源的全部相位下成立的条件的情况下，由于设置对转换器电路300进行PWM控制的期间，切换逆变器电路100的PWM控制和转换器电路300的PWM控制而以使输入电流的功率因数成为1的方式进行控制，所以能够可靠性良好地持续进行电流控制，能够降低逆变器电路100的直流电压Vsub。因此，无需提高电力变换装置的耐压，而能够扩大交流电源电压Vin以及直流电压Vdc的范围，能够在宽的动作范围内实现电流控制，实现电力变换装置的小型化以及电力损失降低。另外，能够持续进行电流控制，从而装置的可靠性也提高。

实施方式3.

在上述实施方式1、2中，说明了逆变器电路100不满足能够在交流电源1的全部相位下进行电流控制的3个条件（公式4～公式6）中的公式4、公式6的情况，但在该实施方式中，说明不满足公式5的情况。在该情况下，在通过上述公式1求出的相位θ₁处，直流电容器105的电压Vsub不满足公式5，成为Vsub<（Vdc^*-Vp·sinθ₁）。另外，主电路结构以及控制电路10的结构与上述实施方式1相同，使用图2～图7示出的基本的动力运转动作也与上述实施方式1相同。

图15是将该实施方式3的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。在该情况下，在包括交流电源1的相位θ₁的区域中，存在逆变器电路100无法进行输出电压（Vdc^*-Vin）而对直流电容器105进行放电的动作的期间。因此，对决定开路期间K的新的相位θ_B进行决定，与其相伴地对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定。

即，电压Vsub在短路期间T是交流电源1的电压Vin的大小以上，在开路期间K中，成为平滑电容器3的电压Vdc（目标电压Vdc^*）与电压Vin的大小的差分以上。

在该情况下，首先运算决定满足上述公式3那样的开路期间K的相位θ_B，以在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式运算相位θ_A，来决定短路期间T。在图15所示的升压动作的情况下，以使充电和放电的能量相等的方式，根据上述公式B计算。

然后，如图15所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

另外，在θ_B≦θ≦π-θ_B的开路期间K中，在转换器电路300中使所有半导体开关元件301a～304a断开，来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100，其输出经由转换器电路300对平滑电容器3进行充电而返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

然后，在θ_A≦θ≦θ_B以及π-θ_B≦θ≦π-θ_A的期间中，在逆变器电路100中将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。来自交流电源1的电流经由逆变器电路100被输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、303a断开，使半导体开关元件302a接通，使用半导体开关元件304a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。另外，在电压Vin是负极性时，使半导体开关元件304a接通，使用半导体开关元件302a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

接下来，以下说明逆变器电路100以及转换器电路300的控制。由控制电路10实施的转换器电路300的控制结构与上述实施方式1所述的图10相同，逆变器电路100的控制结构与图12相同。在该情况下，电流控制期间（短路期间、开路期间）计算器50的动作不同，该部分的控制框图与上述实施方式2所述的图14相同。

在电流控制判定器32中，根据交流电源1的电压Vin、平滑电容器3的直流电压Vdc、以及逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub，判定是否满足利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制的条件。即，判定直流电容器105的电压Vsub是否满足上述3个条件（公式4～公式6），导出不成立的条件。在该实施方式中，电压Vsub不满足公式5的条件。

在电流控制期间计算器50中，电流控制开路期间计算器35首先输出决定满足上述公式3那样的开路期间K的相位θ_B36，电流控制开路期间计算器35以在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式决定短路期间T，而输出相位θ_A34。此时，在所决定的短路期间T中，电压Vsub满足上述公式2。

实施方式4.

在上述实施方式1～3中，说明了逆变器电路100不满足能够在交流电源1的全部相位下进行电流控制的3个条件（公式4～公式6）内的某一个的情况，但在该实施方式中，说明不满足公式4和公式5这两个条件的情况。另外，主电路结构以及控制电路10的结构与上述实施方式1相同，使用图2～图7示出的基本的动力运转动作也与上述实施方式1相同。

图16是将该实施方式4的电流控制切换动作与各部的波形图一起说明的图。在该情况下，在包括交流电源1的相位θ₁的区域中，存在逆变器电路100无法进行输出电压（-Vin）而对直流电容器105进行充电的动作、并且也无法进行输出电压（Vdc^*-Vin）而对直流电容器105进行放电的动作的期间。因此，对决定短路期间T和开路期间K的新的相位θ_A和相位θ_B进行决定。

在该情况下，以在短路期间T中满足上述公式2，并且在开路期间K中满足上述公式3，而且，在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式，以满足上述公式B的方式，决定相位θ_A和相位θ_B。

然后，如图16所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

接下来，以下说明逆变器电路100以及转换器电路300的控制。由控制电路10实施的转换器电路300的控制结构与上述实施方式1所述的图10相同，逆变器电路100的控制结构与图12相同。

在电流控制判定器32中，根据交流电源1的电压Vin、平滑电容器3的直流电压Vdc、以及逆变器电路100的直流电容器105的电压Vsub，判定是否满足利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制的条件。即，判定直流电容器105的电压Vsub是否满足上述3个条件（公式4～公式6），导出不成立的条件。在该实施方式中，电压Vsub不满足公式4和公式5这两个条件。

在该情况下，以在短路期间T中满足上述公式2，并且在开路期间K中满足上述公式3，而且，在短路期间T和开路期间K中使直流电容器105的充放电量成为0的方式，决定相位θ_A和相位θ_B。在该情况下，根据上述公式B计算。

实施方式5.

在上述实施方式1～4中，仅示出了电力变换装置的动力运转动作，但在该实施方式5中，电力变换装置具备再生功能，通过再生动作对交流电源1再生电力。

另外，电路结构与图1相同，并且关于动力运转动作与上述实施方式1相同。

图17～图20示出再生动作中的电流路径图。

首先，示出交流电源1的电压Vin是正极性的0≦θ<π的情况。

在逆变器电路100中，在半导体开关元件101a、104a为接通、半导体开关元件102a、103a为断开时，以对直流电容器105进行放电的方式流过，在半导体开关元件102a、103a为接通、半导体开关元件101a、104a为断开时，以对直流电容器105进行充电的方式流过。另外，在半导体开关元件101a、103a为接通、半导体开关元件102a、104a为断开时、以及半导体开关元件102a、104a为接通、半导体开关元件101a、103a为断开时，电流不流入直流电容器105而流过。逆变器电路100通过这样的4种控制的组合来控制半导体开关元件101a～104a，以使交流电源1的功率因数大致成为（-1）的方式通过PWM控制来控制电流Iin并输出，从而使直流电容器105进行充放电，将交流侧的发生电压重叠到作为交流电源1的输出的电压Vin。另外，在各半导体开关元件101a～104a中流过的电流从发射极流向集电极时，也可以使该半导体开关元件断开而使电流流入逆并联连接的二极管101b～104b。

如图17所示，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、304a成为接通状态。来自平滑电容器3的正极的电流通过转换器电路300的半导体开关元件301a被输入到逆变器电路100，来自逆变器电路100的电流经由电抗器2被再生至交流电源1，进而从交流电源1的另一方的端子经由转换器电路300的半导体开关元件304a返回到平滑电容器3的负极。此时，在逆变器电路100中，通过上述4种控制的组合来进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。直流电容器105通过来自平滑电容器3的能量被充电，在放电的情况（升压时）下，来自直流电容器105的能量与来自平滑电容器3的能量一起向交流电源1再生。

在作为以交流电源1的电压Vin的过零相位为中心的±θ₁的相位范围的短路期间T中，如图18所示，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件304a成为接通状态而使平滑电容器3旁路。来自逆变器电路100内的直流电容器105的正极的电流经由电抗器2再生至交流电源1，进而从交流电源1的另一方的端子经由转换器电路300的半导体开关元件304a、二极管302b输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过对直流电容器105进行放电的控制和使电流不流入的控制的组合，进行PWM动作，从而使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

接下来，示出电压Vin是负极性的π≦θ<2π的情况。

在逆变器电路100中，在半导体开关元件102a、103a为接通、半导体开关元件101a、104a为断开时，以对直流电容器105进行放电的方式流过，在半导体开关元件101a、104a为接通、半导体开关元件102a、103a为断开时，以对直流电容器105进行充电的方式流过。另外，在半导体开关元件101a、103a为接通、半导体开关元件102a、104a为断开时、以及半导体开关元件102a、104a为接通、半导体开关元件101a、103a为断开时，电流不流入直流电容器105而流过。逆变器电路100通过这样的4种控制的组合控制半导体开关元件101a～104a，以使交流电源1的功率因数大致成为（-1）的方式通过PWM控制来控制电流Iin并输出，从而使直流电容器105进行充放电，将交流侧的发生电压重叠到作为交流电源1的输出的电压Vin。

如图19所示，在转换器电路300中，使半导体开关元件302a、303a成为接通状态。来自平滑电容器3的正极的电流经由转换器电路300的半导体开关元件303a被再生至交流电源1，进而从交流电源1的另一方的端子经由电抗器2输入到逆变器电路100，来自逆变器电路100的电流经由转换器电路300的半导体开关元件302a返回到平滑电容器3的负极。此时，在逆变器电路100中，通过上述4种控制的组合进行PWM动作，从而使直流电容器105进行充放电来进行电流控制。直流电容器105通过来自平滑电容器3的能量被充电，在放电的情况（升压时）下，来自直流电容器105的能量与来自平滑电容器3的能量一起向交流电源1再生。

在作为以交流电源1的电压Vin的过零相位为中心的±θ₁的相位范围的短路期间T中，如图20所示，在转换器电路300中，将成为短路开关的半导体开关元件302a设为接通状态而使平滑电容器3旁路。来自逆变器电路100内的正极的电流经由转换器电路300的半导体开关元件302a、二极管304b被再生至交流电源1，进而从交流电源1的另一方的端子经由电抗器2输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过对直流电容器105进行放电的控制和使电流不流入的控制的组合，进行PWM动作，从而使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

另外，在转换器电路300中，也可以不论电压Vin是正负中的哪一个极性，都在短路期间T中使两个半导体开关元件302a、304a作为短路开关接通，并且，也可以使其它两个半导体开关元件301a、303a作为短路开关接通。

如以上那样，即使在再生动作中，也与动力运转动作时同样地，在转换器电路300的动作中，有使转换器电路300的交流端子之间持续地短路而使平滑电容器3旁路的短路期间T、和将来自平滑电容器3的直流电力持续输入到转换器电路300的期间（以下称为开路期间K），在短路期间T以及开路期间K中的哪一个中都通过逆变器电路100的PWM动作控制电流。

即，在交流电源1的电压相位θ的过零相位（θ=0、π）±θ₁处，切换转换器电路300的控制，仅在以该过零相位为中心的±θ₁的短路期间T中使平滑电容器3旁路。此时，逆变器电路100发生与电压Vin的逆极性大致相等的电压，同时以使输入功率因数大致成为（-1）的方式控制电流Iin并输出，直流电容器105被放电。然后，在短路期间以外的开路期间K中，逆变器电路100将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc*，并且以使输入功率因数大致成为（-1）的方式控制电流Iin并输出。此时，在电压Vin的绝对值是平滑电容器3的目标电压Vdc*以下时，直流电容器105被充电，在电压Vin的绝对值是目标电压Vd_c*以上时，直流电容器105被放电。

在这样的再生动作时，也与动力运转动作时同样地，以

在短路期间T的相位θ下，

Vsub≧|Vp·sinθ|···公式2

在开路期间K的相位θ下，

Vsub≧|Vdc^*-|Vp·sinθ||···公式3

成立的方式，设定了直流电容器105的电压Vsub，为了在交流电源1的全部相位下进行以使输入功率因数大致成为（-1）的方式控制电流Iin的逆变器电路100的控制，直流电容器105的电压Vsub需要与动力运转动作时同样地满足以下的3个条件。

Vsub≧Vp·sinθ₁···公式4

Vsub≧（Vdc^*-Vp·sinθ₁）···公式5

Vsub≧（Vp-Vdc^*）···公式6

以下说明直流电容器105的电压Vsub不满足上述3个条件（公式4～公式6）中的某一个的情况下的电力变换装置的动作。在该情况下，无法在交流电源电压的全部相位下进行利用逆变器电路100的PWM控制的电流控制，切换逆变器电路100的PWM控制和转换器电路300的PWM控制，以使输入功率因数大致成为（-1）的方式，控制电流Iin。

图21是将电流控制切换动作的第1例与各部的波形图一起说明的图。在该情况下，在决定通过上述公式1求出的短路期间T的相位θ₁中，直流电容器105的电压Vsub不满足公式4，成为Vsub<Vp·sinθ₁。然后，与上述实施方式1同样地，对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定，与其相伴地对决定开路期间K的新的相位θ_B进行决定。

即，以直流电容器105的电压Vsub在短路期间T中满足上述公式2而成为交流电源1的电压Vin的大小以上，并且，在开路期间K中满足上述公式3，成为平滑电容器3的电压Vdc（目标电压Vdc^*）与电压Vin的大小的差分以上，而且，使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。

然后，在短路期间T以及开路期间K中，通过逆变器电路100的PWM控制进行电流控制，在其以外的期间中对转换器电路300进行PWM控制。

如图21所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自逆变器电路100内的直流电容器105的正极的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

另外，在θ_B≦θ≦π-θ_B的开路期间K中，在转换器电路300中使半导体开关元件301a、304a成为接通状态，使其它半导体开关元件302a、303a成为断开状态而将来自平滑电容器3的直流电力持续输入到转换器电路300。来自平滑电容器3的正极的电流经由转换器电路300输入到逆变器电路100，来自逆变器电路100的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300返回到平滑电容器3的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

另外，在电压Vin是负极性时，使半导体开关元件302a、303a成为接通状态，使其它半导体开关元件301a、304a成为断开状态。

然后，在θ_A≦θ≦θ_B以及π-θ_B≦θ≦π-θ_A的期间中，在逆变器电路100中，如图9所示，将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。然后，在转换器电路300中，通过PWM控制，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使输入功率因数大致成为（-1）的方式，控制电流Iin而对各半导体开关元件301a～304a进行开关。

这样，在存在利用逆变器电路100的电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以在短路期间T中满足上述公式2，在开路期间K中满足上述公式3，使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制，从而逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为（-1）。

接下来，以下，根据图22说明电流控制切换动作的第2例。在该情况下，电力变换装置进行降压动作，不满足公式6，成为Vsub<（Vp-Vdc^*）。然后，与上述实施方式2同样地，对决定开路期间K的一端的新的相位θ_B进行决定，与其相伴地对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定。在该情况下，相位θ_A还是开路期间K的另一端。

即，以使直流电容器105的电压Vsub在短路期间T中满足上述公式2而成为交流电源1的电压Vin的大小以上，并且，在开路期间K中满足上述公式3，成为平滑电容器3的电压Vdc（目标电压Vdc^*）与电压Vin的大小的差分以上，而且，使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。

然后，如图22所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自逆变器电路100内的直流电容器105的正极的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

另外，在θ_A≦θ≦θ_B、π-θ_B≦θ≦π-θ_A的开路期间K中，在转换器电路300中使半导体开关元件301a、304a成为接通状态，使其它半导体开关元件302a、303a成为断开状态而将来自平滑电容器3的直流电力持续输入到转换器电路300。来自平滑电容器3的正极的电流经由转换器电路300输入到逆变器电路100，来自逆变器电路100的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300返回到平滑电容器3的负极。此时，在逆变器电路100中，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc^*以下时，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc^*以上时，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

然后，在θ_B≦θ≦π-θ_B的期间中，在逆变器电路100中将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。来自交流电源1的电流经由逆变器电路100被输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，通过PWM控制，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使输入功率因数大致成为（-1）的方式，控制电流Iin而对各半导体开关元件301a～304a进行开关。

接下来，以下，根据图23说明电流控制切换动作的第3例。在该情况下，在决定通过上述公式1求出的短路期间T的相位θ₁处，直流电容器105的电压Vsub不满足公式5，成为Vsub<（Vdc^*-Vp·sinθ₁）。然后，与上述实施方式3同样地，对决定开路期间K的新的相位θ_B进行决定，与其相伴地对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定。

然后，如图23所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自逆变器电路100内的直流电容器105的正极的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

另外，在θ_B≦θ≦π-θ_B的开路期间K中，在转换器电路300中使半导体开关元件301a、304a成为接通状态，使其它半导体开关元件302a、303a成为断开状态而将来自平滑电容器3的直流电力持续输入到转换器电路300。来自平滑电容器3的正极的电流经由转换器电路300被输入到逆变器电路100，来自逆变器电路100的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300返回到平滑电容器3的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

然后，在θ_A≦θ≦θ_B以及π-θ_B≦θ≦π-θ_A的期间中，在逆变器电路100中，将交流侧输出电压控制为0而使得电流不流入直流电容器105，在该期间，在直流电容器105中不进行充放电。然后，在转换器电路300中，通过PWM控制，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使输入功率因数大致成为（-1）的方式，控制电流Iin而对各半导体开关元件301a～304a进行开关。

接下来，以下，根据图24说明电流控制切换动作的第4例。在该情况下，在决定通过上述公式1求出的短路期间T的相位θ₁处，直流电容器105的电压Vsub不满足公式4和公式5这两个条件。即，成为Vsub<Vp·sinθ₁，且Vsub<（Vdc^*-Vp·sinθ₁）。然后，与上述实施方式4同样地，对决定短路期间T和开路期间K的新的相位θ_A和相位θ_B进行决定。

然后，如图24所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自逆变器电路100内的直流电容器105的正极的电流被再生至交流电源1，进而经由转换器电路300输入到逆变器电路100而返回到直流电容器105的负极。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制。

如以上那样，在电力变换装置的再生动作中，在电流控制切换动作的第1例～第4例中的哪一个的情况下，都是在存在利用逆变器电路100的电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以在短路期间T中满足上述公式2，在开路期间K中满足上述公式3，使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制。由此，逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为（-1）。

另外，根据控制电路10的转换器电路300的控制结构与上述实施方式1所述的图10相同，特别是，上述第1例的情况与图11相同、上述第2例、第3例的情况与图14相同。逆变器电路100的控制结构与图12相同。但是，以使交流电源1的功率因数在动力运转动作时大致成为1、在再生动作时大致成为（-1）的方式，控制电流Iin。然后，向转换器电路300的栅极信号12以及向逆变器电路100的栅极信号11对应于图21～图24。

在该实施方式中，控制电路10具备将平滑电容器3的电力再生至交流电源1的再生功能。另外，即使在直流电容器105的电压Vsub不满足使利用逆变器电路100的电流控制在交流电源的全部相位下成立的条件的情况下，设置对转换器电路300进行PWM控制的期间，切换逆变器电路100的PWM控制和转换器电路300的PWM控制以使输入电流的功率因数成为（-1）的方式进行控制。

因此，不仅在动力运转时而且在再生时，都能够在交流电源1的1个周期从始至终可靠性良好地持续进行电流控制，能够降低逆变器电路100的直流电压Vsub。由此，无需提高电力变换装置的耐压，而能够扩大交流电源电压Vin以及直流电压Vdc的范围，能够在宽的动作范围内实现电流控制，实现电力变换装置的小型化以及电力损失降低。另外，能够持续进行电流控制，从而装置的可靠性也提高。

实施方式6.

在上述实施方式1～5中，在转换器电路300通过PWM控制进行电流控制的情况下，逆变器电路100输出了0，但在该实施方式6中，在转换器电路300通过PWM控制进行电流控制的情况下，逆变器电路100输出与电源电压Vin相反的极性的电压。另外，主电路结构与上述实施方式1相同，使用图2～图7示出的基本的动力运转动作也与上述实施方式1相同。

以下，根据图25，说明直流电容器105的电压Vsub不满足上述3个条件（公式4～公式6）的公式4、公式5中的某一方或者双方的情况。另外，此处说明动力运转动作。

在该情况下，在包括交流电源1的相位θ₁的区域中，存在逆变器电路100无法进行输出电压（-Vin）而对直流电容器105进行充电的动作、以及输出电压（Vdc^*-Vin）而对直流电容器105进行放电的动作的一方或者双方的期间。因此，对决定短路期间T和开路期间K的新的相位θ_A和相位θ_B进行决定。

在短路期间T以及开路期间K中，通过逆变器电路100的PWM控制进行电流控制，在其以外的期间中对转换器电路300进行PWM控制。另外，直流电容器105的电压Vsub在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π+θ_A、2π-θ_A≦θ≦2π的短路期间T中满足上述公式2，并且，在θ_B≦θ≦π-θ_B、π+θ_B≦θ≦2π-θ_B的开路期间K中满足上述公式3。

然后，在短路期间T、开路期间K以外的期间中，转换器电路300通过PWM控制进行电流控制，在该期间中，逆变器电路100输出与电源电压Vin相反的极性的电压。

因此，在控制电路10中，以在短路期间T中满足上述公式2，并且在开路期间K中满足上述公式3，而且，在将短路期间T、开路期间K、以及转换器电路300进行PWM控制的期间合起来的1个周期（或者半周期、1/4周期）中，使直流电容器105的充放电量成为0的方式，决定相位θ_A和相位θ_B。在该情况下，以满足以下的公式D的方式，决定相位θ_A和相位θ_B。

[式4]

\begin{matrix} {&Integral;}_{0}^{θ_{A}} V_{p} \sin θ \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ + {&Integral;}_{θ_{A}}^{θ_{B}} V_{sub} \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \\ = {&Integral;}_{θ_{B}}^{π / 2} ({V_{dc}}^{*} - V_{p} \sin θ) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \end{matrix}

…公式D

然后，如图25所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

然后，在θ_A≦θ≦θ_B以及π-θ_B≦θ≦π-θ_A的期间中，在逆变器电路100中，使半导体开关元件101a、104a成为接通状态而使半导体开关元件102a、103a成为断开状态。来自交流电源1的电流对逆变器电路100的直流电容器105进行充电而输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、303a断开，使半导体开关元件302a接通，使用半导体开关元件304a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

另外，在电压Vin是负极性时，在逆变器电路100中，使半导体开关元件102a、103a成为接通状态而使半导体开关元件101a、104a成为断开状态来对直流电容器105进行充电。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件304a接通，使用半导体开关元件302a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

这样，在存在利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制，并且逆变器电路100输出与电源电压Vin相反的极性的电压。

接下来，以下，根据图26说明直流电容器105的电压Vsub不满足上述3个条件（公式4～公式6）的公式6的情况。即，电力变换装置进行降压动作，成为Vsub<（Vp-Vdc^*）。

在该情况下，在包括交流电源1的峰值电压时的期间中，存在逆变器电路100无法进行输出电压（Vin-Vdc^*）而对直流电容器105进行充电的动作的期间。因此，对决定开路期间K的一端的新的相位θ_B进行决定，与其相伴地对决定短路期间T的新的相位θ_A进行决定。在该情况下，相位θ_A还是开路期间K的另一端。

在短路期间T以及开路期间K中，通过逆变器电路100的PWM控制进行电流控制，在其以外的期间中对转换器电路300进行PWM控制。另外，直流电容器105的电压Vsub在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π+θ_A、2π-θ_A≦θ≦2π的短路期间T中满足上述公式2，并且，在θ_A≦θ≦θ_B、π-θ_B≦θ≦π-θ_A、π+θ_A≦θ≦π+θ_B、2π-θ_B≦θ≦2π-θ_A的开路期间K中满足上述公式3。

因此，在控制电路10中，以在短路期间T中满足上述公式2，并且在开路期间K中满足上述公式3，而且，在将短路期间T、开路期间K、以及转换器电路300进行PWM控制的期间合起来的1个周期（或者半周期、1/4周期）中，使直流电容器105的充放电量成为0的方式，决定相位θ_A和相位θ_B。在该情况下，以满足以下的公式E的方式决定相位θ_A和相位θ_B。

[式5]

\begin{matrix} {&Integral;}_{0}^{θ_{A}} V_{p} \sin θ \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ + {&Integral;}_{θ_{2}}^{θ_{B}} (V_{p} \sin θ - {V_{dc}}^{*}) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ + {&Integral;}_{θ_{B}}^{π / 2} V_{sub} \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \\ = {&Integral;}_{θ_{A}}^{θ_{2}} ({V_{dc}}^{*} - V_{p} \sin θ) \cdot I_{p} \sin θ \cdot dθ \end{matrix}

…公式E

然后，如图26所示，在0≦θ≦θ_A、π-θ_A≦θ≦π的短路期间T中，在转换器电路300中，使成为短路开关的半导体开关元件302a、304a持续成为接通状态而使平滑电容器3旁路。此时，使转换器电路300内的其它半导体开关元件301a、303a断开。来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100而对直流电容器105进行充电，经由转换器电路300返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

另外，在θ_A≦θ≦θ_B、π-θ_B≦θ≦π-θ_A的开路期间K中，在转换器电路300中使所有半导体开关元件301a～304a断开，来自交流电源1的电流被输入到逆变器电路100，其输出经由转换器电路300对平滑电容器3进行充电而返回到交流电源1。此时，在逆变器电路100中，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc*以下时，通过PWM控制使直流电容器105进行放电来进行电流控制，在电压Vin是平滑电容器3的电压Vdc^*以上时，通过PWM控制使直流电容器105进行充电来进行电流控制。

然后，在θ_B≦θ≦π-θ_B的期间中，在逆变器电路100中，使半导体开关元件101a、104a成为接通状态而使半导体开关元件102a、103a成为断开状态。来自交流电源1的电流对逆变器电路100的直流电容器105进行充电而输入到转换器电路300。然后，在转换器电路300中，使半导体开关元件301a、303a断开，使半导体开关元件302a接通，使用半导体开关元件304a通过PWM控制来控制电流而对平滑电容器3进行充电。

即使在该情况下，也与图25所述的情况同样地，在存在利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以使逆变器电路100的直流电容器105的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中进行利用逆变器电路100的电流控制，在其以外的期间中，通过转换器电路300进行电流控制，并且逆变器电路100输出与电源电压Vin相反的极性的电压。

由控制电路10实施的转换器电路300的控制结构与上述实施方式1所述的图10、图14相同。向转换器电路300的栅极信号12对应于图25、图26。

以下示出逆变器电路100的输出控制。图27是由控制电路10实施的逆变器电路100的输出控制中的控制框图。如图27所示，在逆变器电路100的基本的输出控制中，将平滑电容器3的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^*，并且以使交流电源1的功率因数大致成为1的方式，控制电流Iin。

首先，将平滑电容器3的直流电压Vdc与目标电压Vdc^*的差40作为反馈量，将PI控制而得的输出作为振幅目标值41，根据该振幅目标值41，根据交流电源同步频率，生成与电压Vin同步的正弦波的电流指令Iin^*42。接下来，将电流指令值Iin^*42与所检测的电流Iin的差43作为反馈量，将PI控制而得的输出作为成为逆变器电路100的发生电压的目标值的电压指令44。此时，加上与使转换器电路300的交流端子之间短路的短路期间T的控制与短路期间外的控制的切换时同步的前馈校正电压ΔV来校正电压指令44。然后，使用校正后的电压指令45，通过PWM控制46生成向逆变器电路100的各半导体开关元件101a～104a的栅极信号47，输入到栅极信号生成器51。

然后，在栅极信号生成器51中，输入通过输入电流功率因数控制得到的栅极信号47、通过转换器电路300的控制所运算的、决定短路期间T、开路期间K的相位θ_A37、θ_B36、直流电容器105的电压Vsub、以及电压电源电压Vin的极性53，进而，根据交流电源1的电压Vin和平滑电容器3的直流电压Vdc，输出向逆变器电路100的栅极信号11。在短路期间T和开路期间K中使用栅极信号47，在其它期间中使用输出电压Vsub的栅极信号，作为向逆变器电路100的栅极信号11而输出。

在该实施方式中，逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为1。进而，在通过转换器电路300进行电流控制期间中，逆变器电路100输出与电源电压Vin相反的极性的电压，所以转换器电路300中的开关电压成为电源电压Vin与逆变器电路100的输出电压Vsub的差电压。因此，相比于上述实施方式1～4，其开关电压减少，转换器电路300中的开关损失被降低。另外，电抗器2中的施加电压也成为电源电压Vin与逆变器电路100的输出电压Vsub的差电压，所以降低。在该情况下，除了能够降低电抗器2的铁损以外，还能够将电抗器容量降低与施加电压的降低量相应的量。

另外，即使在该实施方式中，也能够应用于进行动力运转/再生的双向控制的电力变换装置，得到同样的效果。

实施方式7.

在上述各实施方式中，示出了逆变器电路100由一个单相逆变器构成的例子，但也可以对多个单相逆变器的交流侧进行串联连接来构成逆变器电路。在该情况下，将串联连接了的多个单相逆变器的各直流电容器的电压的总和考虑为电压Vsub，通过电压Vsub是否满足上述3个条件（公式4～公式6），判定利用逆变器电路的电流控制能否在交流电源全部相位下成立。

然后，在存在利用逆变器电路100的输入电流功率因数控制不成立的期间的情况下，以使逆变器电路的各直流电容器的充放电量成为0的方式，再设定短路期间T和开路期间K。然后，在短路期间T和开路期间K中对逆变器电路进行PWM控制来进行电流控制，在其以外的期间中，对转换器电路300进行PWM控制来进行电流控制，从而逆变器电路100的直流电容器105的直流电压被保持为恒定，并且在1个周期从始至终持续进行输入电流Iin的功率因数控制，输入电流Iin的功率因数被控制为1。在该情况下，在对转换器电路300进行PWM控制的期间，逆变器电路的各单相逆变器的输出电压全部成为0。或者，也可以应用上述实施方式6，使1个以上的单相逆变器的输出电压成为与电源电压Vin相反的极性而动作。

即使在该情况下，也得到与上述实施方式1～4以及上述实施方式6同样的效果。进而，还能够应用于进行动力运转/再生的双向控制的电力变换装置，得到与上述实施方式5同样的效果。

另外，本发明能够在该发明的范围内，自由地组合各实施方式、或者将各实施方式适宜地变形、省略。

产业上的可利用性

本发明涉及将单相逆变器的交流侧的输出重叠到电源输出，而得到期望的直流电压的装置，能够广泛应用于电力变换领域。

Claims

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

逆变器电路，具有多个半导体开关元件以及直流电容器，与交流电源的第1端子串联连接；

转换器电路，在直流母线之间具有多个半导体开关元件，一方的交流端子与所述逆变器电路串联连接，另一方的交流端子与所述交流电源的第2端子连接，对所述直流母线之间输出直流电力；

平滑电容器，连接于所述直流母线之间，使所述转换器电路的输出平滑；以及

控制电路，使所述逆变器电路的所述直流电容器的电压跟随所设定的电压指令值，使所述平滑电容器的电压跟随目标电压，以使作为来自所述交流电源的电流的输入电流的功率因数成为1的方式，控制所述逆变器电路以及所述转换器电路，

所述控制电路具有在包括所述交流电源的过零相位的期间中使所述转换器电路的所述交流端子之间持续地短路而使所述平滑电容器旁路的短路期间、和将所述转换器电路的直流输出持续输出到所述平滑电容器的开路期间，使所述逆变器电路的所述直流电容器的电压跟随所设定的电压指令值，并且在所述短路期间以及所述开路期间中对所述逆变器电路进行PWM控制，

所述控制电路设置根据所述直流电容器的电压对所述转换器电路进行PWM控制的期间，切换所述逆变器电路的PWM控制和所述转换器电路的PWM控制而以使所述输入电流的功率因数成为1的方式进行控制。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路以使所述逆变器电路的所述直流电容器的电压在所述短路期间中成为交流电源电压的大小以上、在所述开路期间中成为所述平滑电容器的电压与所述交流电源电压的大小的差分以上的方式，决定所述短路期间以及所述开路期间。

3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在对所述转换器电路进行PWM控制的期间中将所述逆变器电路的交流侧输出电压控制为0，使将所述短路期间和所述开路期间合起来的所述逆变器电路的所述直流电容器的充放电量成为大致0。

4.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在对所述转换器电路进行PWM控制的期间中，使所述逆变器电路将与所述交流电源电压相反的极性的电压持续输出到交流侧，在将所述短路期间、所述开路期间以及所述转换器电路的PWM控制期间合起来的1个周期中，使所述逆变器电路的所述直流电容器的充放电量成为大致0。

5.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路具备将来自所述平滑电容器的电力再生至所述交流电源的再生功能，在该再生时以使所述输入电流的功率因数成为（-1）的方式，控制所述逆变器电路以及所述转换器电路。

6.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，

7.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

8.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路控制所述逆变器电路以及所述转换器电路，使得在向所述平滑电容器输出电力的动力运转时，在所述短路期间中对所述逆变器电路的所述直流电容器进行充电，在来自所述平滑电容器的电力再生时，在所述短路期间中对所述逆变器电路的所述直流电容器进行放电。

9.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，

10.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，