CN103746954A - 一种用于ofdm***的联合同步和频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于OFDM***的联合同步和频移估计方法，包括：获得以接收信号的第i个采样点为起点的连续两个OFDM符号的采样点数据；将后一个OFDM符号循环前缀中的采样点与其在同一个符号尾部相距N个采样点的采样点进行自相关操作，并将得到的G个值求平均；将后一个OFDM符号循环前缀中的采样点与前一个OFDM符号中与其相距N个采样点的采样点进行自相关操作，并将得到的G个值求平均；将得到的结果相加，并根据OFDM符号数目搜集M个这样的相加结果求平均得到φ(i)和

观察窗口内最大的φ(i)所对应的i给出了OFDM符号同步位置，同步位置对应的

的相角给出频偏估计值。本发明没有多径间干扰，且计算复杂度低，不需要任何训练序列。

Description

一种用于OFDM***的联合同步和频偏估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信中的同步技术领域，尤其涉及一种应用于正交频分复用（OFDM）***的符号和频率同步方法。

背景技术

在移动通信***中，符号同步和载波频偏估计是接收数据能够正确解调的前提之一。目前，OFDM已成为***（4G）移动通信***的主流空中接口技术。4G***在上下行分别采用DFT-s-OFDM和OFDM技术。在OFDM***中，为了消除符号间的干扰（ISI），每个OFDM符号前面都要***一个循环前缀。循环前缀是符号尾部的复制，它大于多径衰落信道的最大时延扩展，并同时将发送信号与多径信道的线性卷积变为循环卷积。在OFDM***中，传统的定时同步方法主要是通过对训练序列进行自相关运算，然后寻找峰值的方法来找到符号的起始点。这种定时同步方法不仅需要发送接收端已知的训练序列，而且由于无法去除多径间的相互干扰，所以得到的同步信息在多径衰落信道中都是有偏的。

发明内容

为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种用于OFDM***的联合同步和频偏估计方法，没有多径间干扰，且计算复杂度低，不需要任何训练序列；本发明快速可靠、估计精度高、实现复杂度低、既适于OFDM***又适于其它具有循环前缀的移动通信***的同步估计方法

为实现上述目的，本发明采取如下技术方案：

一种用于OFDM***的联合同步和频偏估计方法，包括如下步骤：

（1）以观察窗内接收信号第i＝0个采样点为起点，抽取两个连续的OFDM符号m-1,m的采样点数据，其中i∈Ω，Ω为观察窗内采样点的个数；m＝1,m∈Γ，Γ为接收信号中OFDM符号的个数；假设观察窗为100个采样点，接收的OFDM符号有1，2，3，4，5，6个，每个OFDM符号80个采样点，先假设观察窗里的第1个采样点为OFDM符号开始，先以观察窗里第1个采样点为起点，取出160个采样数据，相当于两个OFDM符号，对应于OFDM符号1和2，进行后面的操作。然后再对接下来的OFDM符号3和4进行操作，最后是OFDM符号5和6。再假设观察窗里的第2个采样点为OFDM符号开始，循环一遍上述操作。

（2）设第m个OFDM符号循环前缀采样点的个数为G，OFDM***的子载波数为N，依次将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与其相距N个采样点、且位于第m个OFDM符号尾部的采样点进行自相关操作，然后将得到的G个自相关值求平均；

（3）将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与第m-1个OFDM符号中与其相距N个采样点的采样点进行自相关操作，并将得到的G个自相关值求平均；

（4）将步骤（2）和步骤（3）中得到的结果相加；

（5）m＝m+2，重复步骤（1）至步骤（4），并对获取的所有步骤（4）所述相加结果求平均，从而获得对信道自相关函数的无偏估计值φ(i)和载波频偏的无偏估计值

（6）i＝i+1，对观察窗内接收信号每个采样点依次执行步骤（1）至步骤（5），则观察窗口内最大的φ(i)所对应的i为OFDM符号的同步位置，该同步位置对应的的相角为载波频偏的估计值。

有益效果：（1）本发明通过引入连续的两个OFDM符号之间的相关操作，彻底去除掉了信道多径间的相互干扰，得到了无偏的同步信息和频偏估计值；（2）本方法不需要利用任何接收端已知的导频信号或训练序列，不给***增加任何额外开销；（3）本发明提出的联合同步和频偏估计方法能用于包括OFDM在内的各种具有循环前缀的移动通信***。

附图说明

图1为本发明的工作流程图。

图2为实现本发明方法的转置结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示，本发明提供的一种用于OFDM***的联合同步和频偏估计方法，包括如下步骤：

（1）以观察窗内接收信号第i＝0个采样点为起点，抽取两个连续的OFDM符号m-1,m的采样点数据；其中i∈Ω，Ω为观察窗内采样点的个数；m＝1,m∈Γ，Γ为接收信号中OFDM符号的个数；

（2）设第m个OFDM符号循环前缀采样点的个数为G，OFDM***的子载波数为N，依次将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与其相距N个采样点、且位于第m个OFDM符号尾部的采样点进行自相关操作，然后将得到的G个自相关值求平均；

（3）将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与第m-1个OFDM符号中与其相距N个采样点的采样点进行自相关操作，并将得到的G个自相关值求平均；

（4）将步骤（2）和步骤（3）中得到的结果相加；

（5）m＝m+2，重复步骤（1）至步骤（4），并对获取的所有步骤（4）所述相加结果求平均，从而获得对信道自相关函数的无偏估计值φ(i)和载波频偏的无偏估计值

（6）i＝i+1，对观察窗内接收信号每个采样点依次执行步骤（1）至步骤（5），则观察窗口内最大的φ(i)所对应的i为OFDM符号的同步位置，同步位置对应的的相角为载波频偏的估计值。

假设一个OFDM***包含N个子载波，每个子载波的带宽为B，循环前缀的长度为G。一个OFDM符号包含N+G个采样点，标号从0到N+G-1。每个采样点的采样周期为T，且T＝1/NB。以观察窗内第i个采样点为起点获得连续两个OFDM符号的采样点数据。先将后一个OFDM符号循环前缀中的采样点与其在同一个符号尾部相距N个采样点的采样点进行自相关操作，再将后一个OFDM符号循环前缀中的采样点与前一个OFDM符号中与其相距N个采样点的采样点进行自相关操作，然后将这两个结果相加得到平均值。最后，通过窗内最大值搜索装置，估计符号的起始点和载波的频偏。

具体算法描述如下：

假设接收到的第m个OFDM符号可以表示为：

$\begin{array}{c}{y}_m\left(n\right)=e^{j2\mathrm{\π\ϵ}[(N+G)m+n]/N}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^m\left(n\right)x_m{\left((n-G-l-\mathrm{\θ})\right)}_N+v_m\left(n\right)\\ \mathrm{\θ}+G\≤n\≤\mathrm{\θ}+N+G-1\end{array}---\left(1\right)$

式中，ε表示由B归一化后的载波频偏；θ表示定时偏差；L为信道的多径数,((·))_N表示以N为基的循环移位操作。ν_m(n)为加性零均值的高斯白噪声，方差为

表示第l条路径在第n个时刻的信道参数，为零均值的高斯随机变量,方差为

第l条路径的自相关函数为：

$E\{h_l\left(m\right)\·h_l^{*}(m+n)\}={\mathrm{\σ}}_l^2{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{nT}\right)---\left(2\right)$

式中，J₀(·)表示零阶贝塞尔（Bessel）函数，f_d为最大多普勒频移。

以接收信号的第i个采样点为起点，构造以下的估计式：

$\begin{array}{c}{\mathrm{\ρ}}_m^i=\frac{1}{G}\underset{n=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_m^i\left(n\right)\\ =\frac{1}{G}\underset{n=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}[y_m(n+i)y_m^{*}(n+N+i)+y_m(n+i)y_{m-1}^{*}(n+G+i)]\end{array}---\left(3\right)$

假设i＝θ，当0≤n＜L-1，

由于第m-1个符号的采样{x_m-1(n)}与第m个符号的采样{x_m(n)}相互独立，且信道总功率为1，我们得到：

$\begin{array}{c}E\{y_m(n+\mathrm{\θ})y_m^{*}(n+N+\mathrm{\θ})+y_m(n+\mathrm{\θ})y_{m-1}^{*}(n+G+\mathrm{\θ})\}\\ =e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_l^2{J}_0\left({2\mathrm{\πf}}_d\mathrm{NT}\right)\\ =e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{NT}\right)\end{array}---\left(5\right)$

当n≥L-1，

$\begin{array}{c}E\{y_m(n+\mathrm{\θ})y_m^{*}(n+N+\mathrm{\θ})+y_m(n+\mathrm{\θ})y_{m-1}^{*}(n+G+\mathrm{\θ})\}\\ =e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}}{J}_0\left({2\mathrm{\πf}}_d\mathrm{NT}\right)\end{array}----\left(6\right)$

于是，

$E\left\{{\mathrm{\ρ}}_m^{\mathrm{\θ}}\right\}=e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}}{J}_0\left({2\mathrm{\πf}}_d\mathrm{NT}\right)$

由公式（7）可见，

的期望是对信道自相关函数和载波频偏的无偏估计。在具体的工程实现中，

的期望可以通过对M个结果的平均来求取，其中M的大小是根据接收信号中OFDM符号的个数计算的。假设观察窗为100个采样点，接收的OFDM符号有1，2，3，4，5，6个，先假设观察窗里的第1个采样点为OFDM符号开始，先以观察窗里第1个采样点为起点，取出160个采样数据，相当于两个OFDM符号，对应于OFDM符号1和2，进行后面的操作。然后再对接下来的OFDM符号3和4进行操作，最后是OFDM符号5和6，即M=3，同理类推，奇数时，不考虑最后一个OFDM符号。由此，我们得到：

$\mathrm{\φ}\left(i\right)=\frac{1}{M}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\mathrm{\ρ}}_m^i\right|---\left(8\right)$

最后以观察窗里的下一个采样点为OFDM符号开始，循环一遍上述操作在预先定义的窗口内，最大的φ(i)所对应的采样点i即为OFDM符号的起始点。起始点对应的

的相角即为载波频偏的估计结果。

图2为实现本发明方法的转置结构示意图，乘法装置完成公式（3）中包含的相关运算，加法装置完成公式（3）和公式（8）中包含的加法运算，窗内最大值搜索装置完成最大值的搜索及起始点的确定。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种用于OFDM***的联合同步和频偏估计方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）以观察窗内接收信号第i＝0个采样点为起点，抽取两个连续的OFDM符号m-1,m的采样点数据，其中i∈Ω，Ω为观察窗内采样点的个数；m＝1,m∈Γ，Γ为接收信号中OFDM符号的个数；

（2）设第m个OFDM符号循环前缀采样点的个数为G，OFDM***的子载波数为N，依次将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与其相距N个采样点、且位于第m个OFDM符号尾部的采样点进行自相关操作，然后将得到的G个自相关值求平均；

（3）将第m个OFDM符号循环前缀中的采样点与第m-1个OFDM符号中与其相距N个采样点的采样点进行自相关操作，并将得到的G个自相关值求平均；

（4）将步骤（2）和步骤（3）中得到的结果相加；

（5）m＝m+2，重复步骤（1）至步骤（4），并对获取的所有步骤（4）所述相加结果求平均，从而获得对信道自相关函数的无偏估计值φ(i)和载波频偏的无偏估计值

（6）i＝i+1，对观察窗内接收信号每个采样点依次执行步骤（1）至步骤（5），则观察窗口内最大的φ(i)所对应的i为OFDM符号的同步位置，该同步位置对应的的相角为载波频偏的估计值。

Images