CN103746557B - 一种双向多电平升降压变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种双向多电平升降压变换器及其控制方法，其特征在于包括双向三电平单元A(1)、双向三电平单元B(2)、电感L_b(3)及控制***，双向三电平单元A(1)包括开关管T₁、开关管T₂、开关管T₃、开关管T₄及分压电容C_b1、C_b2；双向三电平单元B(2)包括开关管T₅、开关管T₆、开关管T₇、开关管T₈及分压电容C_b3、C_b4。本发明的双向多电平升降压变换器采用移相加双向两模式控制方法，变换器可实现能量双向流动，在两个方向上都能同时实现升压和降压变换。本发明的双向多电平升降压变换器特别适用于高压大功率、能量双向流动的场合。

Description

一种双向多电平升降压变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种适用于高压大功率场合的双向多电平升降压变换器及其控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，其中变换器的高效率、高功率密度一直是电力电子技术发展的趋势之一。在高压大功率应用场合，受限于开关器件承受的高电压应力，开关频率难以提高，导致***体积大、效率低。如何保证在高压大功率场合下实现电能变换装置的高效率、高功率密度就显得至关重要。

目前很多应用场合，如舰船综合电力***、新能源发电***中的储能电站、大容量UPS供电***、城市轨道交通、高速铁路电气等，都需要电力电子变换器具备能量双向流动，并且同时具备升压和降压功能。因此，有必要研究高压大功率场合下，电力电子变换器双向升降压拓扑结构和控制方法。

目前较为成熟的双向升降压变换器包括双向两电平变换器和双向三电平变换器。目前得到应用的双向两电平升降压直流变换器中，双向Buck-Boost变换器的开关管电压应力为输入电压或输出电压，但在任意一个能量流动方向上不能同时实现升压和降压变换；双向Cuk变换器和双向Sepic-Zeta能在两个方向上同时实现升压和降压变换，但是开关管的电压应力高，不适合高压应用场合；四开关Buck-Boost变换器变换器输入与输出同极性，开关管电压应力为输入电压或输出电压，能在两个方向上同时实现升压和降压变换，并且能在宽输入电压范围内实现高效率电能变换。上述几种变换器各有优劣，但是开关器件承受的电压应力仍然较高。例如舰船综合电力***中，为满足全电力推进，直流母线电压高达3000V～6000V，高速铁路电气中直流母线电压为DC2160V～2600V，城市轨道交通的电源电压通常采用DC750V或DC1500V，在这些应用场合，即使是采用四开关Buck-Boost变换器，开关器件承受的电压应力还是很高，仍然限制了开关器件的选择和频率的提升。

三电平直流变换器具有开关管电压应力低，输入和输出滤波器体积小等优点，适用于高输入或输出电压的功率变换场合。具有双向升降压功能的三电平直流变换器，并且得到应用的主要有：双向三电平Buck变换器和双向三电平Boost变换器。双向三电平Buck变换器的开关管电压应力为输入电压的一半，双向三电平Boost变换器的开关管电压应力为输出电压的一半，这两种拓扑很适合高压场合，但是双向三电平Buck变换器和双向三电平Boost变换器只能在一个方向上实现升压或降压的变换。

此外，具有双向升降压功能的变换拓扑还有带高频隔离变压器的DC/DC变换器，主要包括双向正激变换器、双向反激变换器、双端有源桥变换器等。其中双向正激变换器、双向反激变换器主要应用在中小功率场合，而双端有源桥变换器主要适用于中等功率场合，如果需要在大功率场合应用，需要多个变换器并联工作，工程实现困难。

发明内容

本发明的目的是针对高压大功率，并且需要能量双向流动的场合，提出适用的双向多电平变换器及相应的控制方法。

本发明具体的技术方案为一种双向多电平升降压变换器，其特征在于包括双向三电平单元A、双向三电平单元B、电感L_b及控制***，双向三电平单元A包括开关管T₁、开关管T₂、开关管T₃、开关管T₄及分压电容C_b1、C_b2；双向三电平单元B包括开关管T₅、开关管T₆、开关管T₇、开关管T₈及分压电容C_b3、C_b4，

所述的电容C_b1的正接线端子接电源V₁的正极和开关管T₁的集电极，电容C_b1的负接线端子接电容C_b2的正接线端子、开关管T₃的发射级和开关管T₄的集电极；电容C_b2的负接线端子接电源V₁的负极和开关管T₂的发射极；开关管T₁的发射极接开关管T₃的集电极和电感L_b的一端；开关管T₂的集电极接开关管T₄的发射极、开关管T₆的发射极和开关管T₈的集电极；电感L_b的另一端接开关管T₇的发射极和开关管T₅的集电极；开关管T₅的发射极接开关管T₆的集电极、电容C_b3的负接线端子和电容C_b4的正接线端子；开关管T₇的集电极接电容C_b3的正接线端子和电源V₂的正极；开关管T₈的集电极接开关管T₆的发射极、开关管T₄的发射极和开关管T₂的集电极，开关管T₈的发射极接电容C_b4的负接线端子和电源V₂的负极。

更进一步地，能量正向流动时，由电源V₁流向电源V₂，可以控制电压V₂或者电感L_b的电流，当电压V₁高于V₂时，变换器工作在正向降压模式，当电压V₁低于V₂时，变换器工作在正向升压模式；能量反向流动时，由电源V₂流向电源V₁，可以控制电压V₁或者电感L_b的电流，当电压V₂高于V₁时，变换器工作在反向降压模式，当电压V₂低于V₁时，变换器工作在反向升压模式。

更进一步地，所述的控制***包括电源V₁电压值的采样、电源V₂电压值的采样、电感L_b的电流采样、电压调节器A、电压调节器B、电压调节器输出限幅单元、能量流向逻辑判断单元、电流调节器、双向两模式调制单元、双向三电平单元A的PWM调制器、双向三电平单元B的PWM调制器、开关管T₁～T₄的驱动、开关管T₅～T₈的驱动，定义能量正向流动时，能量由电源V₁流向电源V₂，电感电流i_Lb>0；能量反向流动时，能量由电源V₁流向电源V₂，电感电流i_Lb<0。

本发明的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，能量正向流动时，能量流向逻辑判断单元中S₁闭合，S₂断开，双向两模式调制单元中k₁＝1，k₂＝0；能量反向流动时，S₁断开，S₂闭合，k₁＝0，k₂＝1；检测电源V₁和V₂的电压值得到V_{1_samp}和V_{2_samp}，分别与指令值V_{1_ref}和V_{2_ref}作差得到电压环误差信号v_{e_1}和v_{e_2}，v_{e_2}和v_{e_1}分别经过电压调节器A和电压调节器B后得到调节器输出信号v_{e_2R}和v_{e_1R}，v_{e_1R}和v_{e_2R}经过能量流向逻辑判断单元的判断选择后得到电流环输入信号i_{Lb_in}，该信号再经过电压调节器输出限幅单元后得到电流内环的指令信号i_{Lb_ref}，i_{Lb_ref}与检测的电感电流值i_{Lb_samp}作差得到电流环的误差信号i_e，i_e经过电流调节器输出后得到调制信号v_M，v_M再经过双向两模式调制单元修正后后分别得到双向三电平单元A和双向三电平单元B的调制信号v_{M_1}和v_{M_2}，v_{M_1}分别与载波v_tri1和载波v_tri2交截，v_{M_2}分别与载波v_tri5和载波v_tri6交截，再分别通过双向三电平单元A的PWM调制器和双向三电平单元B的PWM调制器得到双向三电平单元A的开关管驱动信号和双向三电平单元B的开关管驱动信号，其中S₁和S₂分别为能量正向流动和反向流动时的逻辑开关；k₁、k₂为调制波叠加分量的系数；V_{1_samp}、V_{2_samp}、i_{Lb_samp}分别为电源V₁电压、电源V₂电压和电感电流的采样值；V_{1_ref}和V_{2_ref}分别表示V₁和V₂的指令值；v_{M_1}和v_{M_2}分别表示双向三电平单元A和双向三电平单元B的调制信号。

更进一步地，所述的能量流向逻辑判断单元包括逻辑开关S₁和逻辑开关S₂，能量正向流动时，电感电流i_Lb>0，S₁闭合，S₂断开，电压调节器A参与控制，电压调节器B不参与控制；能量反向流动时，电感电流i_Lb<0，S₁断开，S₂闭合，电压调节器A不参与控制，电压调节器B参与控制。

更进一步地，所述的双向两模式调制单元的作用如下：v_{M_1}＝v_M+k₁V_tri，v_{M_2}＝v_M-k₂V_tri；能量正向流动时，k₁＝1，k₂＝0，v_{M_1}＝v_{M_2}+V_tri；能量反向流动时k₁＝0，k₂＝1，v_{M_2}＝v_{M_1}-V_tri，其中V_tri为载波的峰峰值。

更进一步地，调制信号v_M经过双向两模式调制单元后得到调制信号v_{M_1}和v_{M_2}；载波v_tri1和载波v_tri2之间移相180°，载波v_tri5和载波v_tri6之间移相180°；调制信号v_{M_1}与载波v_tri1交截，得到占空比信号d₁₃，d₁₃经过驱动放大后得到开关管T₁的驱动信号，将占空比信号d₁₃取反，再经过驱动放大后得到开关管T₃的驱动信号；调制信号v_{M_1}与载波v_tri2交截，得到占空比信号d₂₄，d₂₄经过驱动放大后得到开关管T₂的驱动信号；将占空比信号d₂₄取反，再经过驱动放大后得到开关管T₄的驱动信号；按照上述调制策略，保证了开关管T₁和T₂驱动信号移相180°，开关管T₃和T₄驱动信号移相180°，T₁、T₃互补导通，T₂、T₄互补导通；调制信号v_{M_2}与载波v_tri5交截，得到占空比信号d₅₇，d₅₇经过驱动放大后得到开关管T₅的驱动信号，将占空比信号d₅₇取反，再经过驱动放大后得到开关管T₇的驱动信号；调制信号v_{M_2}与载波v_tri6交截，得到占空比信号d₆₈，d₆₈经过驱动放大后得到开关管T₆的驱动信号；将占空比信号d₆₈取反，再经过驱动放大后得到开关管T₈的驱动信号；按照上述调制策略，保证了开关管T₅和T₆驱动信号移相180°，开关管T₇和T₈驱动信号移相180°，T₅、T₇互补导通，T₆、T₈互补导通。

更进一步地，采用移相加双向两模式控制策略，双向三电平单元A的调制波v_{M_1}和双向三电平单元B的调制波v_{M_2}之间满足：能量正向流动时，k₁＝1，k₂＝0，v_{M_1}＝v_{M_2}+V_tri；当V₁高于V₂时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，其中V_L为载波v_tri的最小值，V_H为载波v_tri的最大值，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₁低于V₂时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式；能量反向流动时，k₁＝0，k₂＝1，v_{M_2}＝v_{M_1}-V_tri；当V₂高于V₁时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₂低于V₁时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式；所述的双向两模式控制策略保证变换器能实现双向升降变换，并且任意时刻、任意能量流动方向上，当输入电压或输出电压发生变化时，变换器能在升压和降压两个模式之间自动平滑切换。

更进一步地，双向三电平单元A中开关管T₁、T₃互补导通，T₂、T₄互补导通，T₁和T₂驱动信号移相180°，T₃和T₄驱动信号移相180°；双向三电平单元B中开关管T₅、T₇互补导通，T₆、T₈互补导通，T₅和T₆驱动信号移相180°，T₇和T₈驱动信号移相180°。

本发明的优点在于：

1)采用多电平结构，双向三电平单元A中开关管电压应力减小为电源电压V₁的一半，双向三电平单元B中开关管电压应力减小为电源电压V₂的一半，可将小容量的开关管用于大功率场合，开关频率可以提高，有利于提高变换器的功率密度；

2)采用移相加双向两模式控制方法，双向两模式控制使得所述的变换器两个方向上都能实现在Buck模式和Boost模式之间的自动平滑切换；采用移相控制使得输入电流、电感电流、输出电压、输出电流的脉动分量减小，脉动频率提高一倍，滤波器的体积可以大幅度减小；

3)本发明能够在高压大功率场合下实现能量双向流动，并且每一个方向上都能同时实现升压和降压功能；

4)本发明能够在舰船综合电力***中应用，在舰船或潜艇蓄电池充电装置中应用，也可以在城市轨道交通、高速铁路电气、大容量UPS供电***、新能源发电***中储能电站、直流电机调速等民用市场上应用。

附图说明

图1本发明的双向多电平升降压变换器主电路结构图

图2本发明的双向多电平升降压变换器移相加双向两模式控制框图

图3本发明的双向多电平升降压变换器开关管驱动波形示意图(移相加双向两模式控制)

图4A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比大于或等于0.5时主要波形

图4B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比小于0.5时主要波形

图5A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比大于或等于0.5时模态一的等效电路图

图5B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比大于或等于0.5时模态二的等效电路图

图5C本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比大于或等于0.5时模态三的等效电路图

图5D本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比大于或等于0.5时模态四的等效电路图

图6A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比小于0.5时模态一的等效电路图

图6B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比小于0.5时模态二的等效电路图

图6C本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比小于0.5时模态三的等效电路图

图6D本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向降压模式且占空比小于0.5时模态四的等效电路图

图7A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比大于或等于0.5时主要波形

图7B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比小于0.5时主要波形

图8A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比大于或等于0.5时模态一的等效电路图

图8B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比大于或等于0.5时模态二的等效电路图

图8C本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比大于或等于0.5时模态三的等效电路图

图8D本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比大于或等于0.5时模态四的等效电路图

图9A本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比小于0.5时模态一的等效电路图

图9B本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比小于0.5时模态二的等效电路图

图9C本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比小于0.5时模态三的等效电路图

图9D本发明的双向多电平升降压变换器工作在正向升压模式且占空比小于0.5时模态四的等效电路图

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明。

本发明所述的双向多电平升降压变换器的主电路拓扑结构如图1所示，采用的控制方法如图2所示。能量正向流动时，由电源V₁流向电源V₂，可以控制电压V₂或者电感电流，当电压V₁高于V₂时，变换器工作在正向降压模式，当电压V₁低于V₂时，变换器工作在正向升压模式；能量反向流动时，由电源V₂流向电源V₁，可以控制电压V₁或者电感电流，当电压V₂高于V₁时，变换器工作在反向降压模式，当电压V₂低于V₁时，变换器工作在反向升压模式。

采用移相加双向两模式控制策略，双向三电平单元A的调制波v_{M_1}和双向三电平单元B的调制波v_{M_2}之间满足：能量正向流动时，k₁＝1，k₂＝0，v_{M_1}＝v_{M_2}+V_tri；当V₁高于V₂时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，其中V_L为载波v_tri的最小值，V_H为载波v_tri的最大值，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₁低于V₂时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式；能量反向流动时，k₁＝0，k₂＝1，v_{M_2}＝v_{M_1}-V_tri；当V₂高于V₁时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₂低于V₁时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式。

更进一步地，双向三电平单元A中开关管T₁、T₃互补导通，T₂、T₄互补导通，T₁和T₂驱动信号移相180°，T₃和T₄驱动信号移相180°；双向三电平单元B中开关管T₅、T₇互补导通，T₆、T₈互补导通，T₅和T₆驱动信号移相180°，T₇和T₈驱动信号移相180°。

本发明所述的双向多电平升降压变换器左右两部分，即双向三电平单元A和双向三电平单元B完全对称，能量正向流动时对双向三电平单元A的控制方法与能量反向流动时对双向三电平单元B的控制方法完全一致；能量正向流动时对双向三电平单元B的控制方式与能量反向流动时双向三电平单元A的控制方式完全一致，如图3所示。因此，下面主要阐述能量正向流动时，变换器的工作模态，能量反向流动时，变换器的工作模态与正向流动时完全类似。分压电容C_b1～C_b4容量较大，C_b1和C_b2上电压为V₁/2；C_b3和C_b4上电压为V₂/2。

1)正向降压模式且占空比大于或等于0.5

占空比大于0.5，即是图4A中T_on/T_s≥0.5，其中T_on为开关管T1的导通时间，T_s为开关周期。

正向降压模式下，开关管T₅和T₆一直关断，T₇和T₈一直导通。T₁和T₂驱动信号移相180°，T₃和T₄驱动信号移相180°，T₁和T₃驱动信号互补，T₂和T₄驱动信号互补，如图4A所示。

模态1，[t₀～t₁]：T₁和T₂同时导通，开关管T₃和T₄的电压应力为V₁/2，电感电流i_Lb线性上升，如图5A所示；

模态2，[t₁～t₂]：t₁时刻关断T₂，T₄导通，开关管T₂和T₃的电压应力为V₁/2，电感电流i_Lb线性下降，如图5B所示；

模态3，[t₂～t₃]：t₂时刻开通T₂，T₁和T₂同时导通，T₃和T₄关断，开关管T₃和T₄的电压应力为V₁/2，电感电流i_Lb线性上升，该模态与[t₀～t₁]模态类似，如图5C所示；

模态4，[t₃～t₄]：t₃时刻关断T₁，T₂和T₃导通，T₁和T₄关断，T₁和T₄的电压应力为V₁/2，电感电流i_Lb线性下降，该模态与[t₀～t₁]模态类似，如图5D所示；

2)正向降压模式且占空比小于0.5

占空比大于0.5，即是图4B中T_on/T_s≤0.5。正向降压模式时，开关管T₅和T₆一直关断，T₇和T₈一直导通。T₁和T₂驱动信号移相180°，T₃和T₄驱动信号移相180°，T₁和T₃驱动信号互补，T₂和T₄驱动信号互补，如图4B所示。

模态1，[t₀～t₁]：T₁和T₄导通，T₂和T₃关断，开关管T₂和T₃的电压应力为V₁/2，电感电流i_Lb线性上升，如图6A所示；

模态2，[t₁～t₂]：t₁时刻关断T₁，T₁和T₂关断，T₃和T₄导通，电感电流线i_Lb性下降，如图6B所示；

模态3，[t₂～t₃]：t₂时刻开通T₂，T₂和T₃导通，T₁和T₄关断，T₁和T₄的电压应力为V₁/2，电感电流线性上升，该模态与[t₀～t₁]模态类似，如图6C所示；

模态4，[t₃～t₄]：t₃时刻关断T₂，T₁和T₂关断，T₃和T₄开通，T₁和T₂的电压应力为V₁/2，电感电流线性下降，该模态与[t₁～t₂]模态类似，如图6D所示；

由图5A～5D及图6A～6D可以看出，正向降压模式下开关管的电压应力为输入电压V₁的一半，由图4A和图4B可以得出，电感电流和输出电压的脉动频率为开关频率的两倍。

3)正向升压模式且占空比大于或等于0.5

正向升压模式下，开关管T₁和T₂一直导通，T₃和T₄一直关断。T₅和T₆驱动信号移相180°，T₇和T₈驱动信号移相180°，T₅和T₇驱动信号互补，T₆和T₈驱动信号互补，如图7A所示。

模态1，[t₀～t₁]：T₅和T₆同时导通，T₇和T₈关断，开关管T₇和T₈的电压应力为V₂/2，电感电流线性上升，如图8A所示；

模态2，[t₁～t₂]：t₁时刻关断T₆，T₆和T₇关断，T₅和T₈导通，电感电流线性下降，如图8B所示；

模态3，[t₂～t₃]：t₂时刻开通T₆，T₅和T₆同时导通，T₇和T₈关断，T₇和T₈的电压应力为V₂/2，电感电流线性上升，该模态与[t₀～t₁]模态类似，如图8C所示；

模态4，[t₃～t₄]：t₃时刻关断T₅，T₅和T₈关断，T₆和T₇开通，电感电流线性下降，该模态与[t₁～t₂]模态类似，如图8D所示；

4)正向升压模式且占空比小于0.5

正向升压模式下，开关管T₁和T₂一直导通，T₃和T₄一直关断。T₅和T₆驱动信号移相180°，T₇和T₈驱动信号移相180°，T₅和T₇驱动信号互补，T₆和T₈驱动信号互补，如图7B所示。

模态1，[t₀～t₁]：T₅和T₈导通，T₆和T₇关断，T₆和T₇上的电压应力为V₂/2，电感电流i_Lb线性上升，如图9A所示；

模态2，[t₁～t₂]：t₁时刻关断T₅，T₅和T₆同时关断，T₇和T₈导通，电感电流i_Lb线性下降，如图9B所示；

模态3，[t₂～t₃]：t₂时刻开通T₆，T₆和T₇导通，T₅和T₈关断，T₅和T₈的电压应力为V₂/2，电感电流线性上升，该模态与[t₀～t₁]模态类似，如图9C所示；

模态4，[t₃～t₄]：t₃时刻关断T₆，T₅和T₆同时关断，T₇和T₈导通，电感电流线性下降，该模态与[t₁～t₂]模态类似，如图9D所示；

由图8A～8D和图9A～9D可以看出，正向Boost模式下开关管的电压应力为输出电压V₂的一半，由图7A和图7B可以得出，电感电流和输出电压的脉动频率为开关频率的两倍。

以上以具体实施例的方式描述了本发明的电路拓扑结构、工作原理和控制方法，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域的技术人员可根据需求进行适当变化，这些变化都归入所要求保护的范围内。

Claims (6)

1.一种双向多电平升降压变换器的控制方法，所述的双向多电平升降压变换器包括双向三电平单元A(1)、双向三电平单元B(2)、电感L_b(3)及控制***，双向三电平单元A(1)包括开关管T₁、开关管T₂、开关管T₃、开关管T₄及分压电容C_b1、C_b2；双向三电平单元B(2)包括开关管T₅、开关管T₆、开关管T₇、开关管T₈及分压电容C_b3、C_b4，

所述的电容C_b1的正接线端子接电源V₁的正极和开关管T₁的集电极，电容C_b1的负接线端子接电容C_b2的正接线端子、开关管T₃的发射级和开关管T₄的集电极；电容C_b2的负接线端子接电源V₁的负极和开关管T₂的发射极；开关管T₁的发射极接开关管T₃的集电极和电感L_b(3)的一端；开关管T₂的集电极接开关管T₄的发射极、开关管T₆的发射极和开关管T₈的集电极；电感L_b(3)的另一端接开关管T₇的发射极和开关管T₅的集电极；开关管T₅的发射极接开关管T₆的集电极、电容C_b3的负接线端子和电容C_b4的正接线端子；开关管T₇的集电极接电容C_b3的正接线端子和电源V₂的正极；开关管T₈的集电极接开关管T₆的发射极、开关管T₄的发射极和开关管T₂的集电极，开关管T₈的发射极接电容C_b4的负接线端子和电源V₂的负极，能量正向流动时，由电源V₁流向电源V₂，可以控制电压V₂或者电感L_b(3)，当电压V₁高于V₂时，变换器工作在正向降压模式，当电压V₁低于V₂时，变换器工作在正向升压模式；能量反向流动时，由电源V₂流向电源V₁，可以控制电压V₁或者电感L_b(3)，当电压V₂高于V₁时，变换器工作在反向降压模式，当电压V₂低于V₁时，变换器工作在反向升压模式，

所述的控制***包括电源V₁电压值的采样(4)、电源V₂电压值的采样(5)、电感L_b的电流采样(6)、电压调节器A(7)、电压调节器B(8)、电压调节器输出限幅单元(10)、能量流向逻辑判断单元(9)、电流调节器(11)、双向两模式调制单元(12)、双向三电平单元A(1)的PWM调制器(13)、双向三电平单元B(2)的PWM调制器(14)、开关管T₁～T₄的驱动(15)、开关管T₅～T₈的驱动(16)，定义能量正向流动时，能量由电源V₁流向电源V₂，电感电流i_Lb>0；能量反向流动时，能量由电源V₂流向电源V₁，电感电流i_Lb<0，

其特征在于，具体的控制方法如下，

能量正向流动时，能量流向逻辑判断单元(9)中S₁闭合，S₂断开，双向两模式调制单元(12)中k₁＝1，k₂＝0；能量反向流动时，S₁断开，S₂闭合，k₁＝0，k₂＝1；检测电源V₁和V₂的电压值得到V_{1_samp}和V_{2_samp}，分别与指令值V_{1_ref}和V_{2_ref}作差得到电压环误差信号v_{e_1}和v_{e_2}，v_{e_2}和v_{e_1}分别经过电压调节器A(7)和电压调节器B(8)后得到调节器输出信号v_{e_2R}和v_{e_1R}，v_{e_1R}和v_{e_2R}经过能量流向逻辑判断单元(9)的判断选择后得到电流环输入信号i_{Lb_in}，该信号再经过电压调节器输出限幅单元(10)后得到电流内环的指令信号i_{Lb_ref}，i_{Lb_ref}与检测的电感电流值i_{Lb_samp}作差得到电流环的误差信号i_e，i_e经过电流调节器(11)输出后得到调制信号v_M，v_M再经过双向两模式调制单元(12)修正后后分别得到双向三电平单元A(1)和双向三电平单元B(2)的调制信号v_{M_1}和v_{M_2}，v_{M_1}分别与载波v_tri1和载波v_tri2交截，v_{M_2}分别与载波v_tri5和载波v_tri6交截，再分别通过双向三电平单元A(1)的PWM调制器(13)和双向三电平单元B(2)的PWM调制器(14)得到双向三电平单元A(1)的开关管驱动信号和双向三电平单元B(2)的开关管驱动信号，其中S₁和S₂分别为能量正向流动和反向流动时的逻辑开关；k₁、k₂为调制波叠加分量的系数；V_{1_samp}、V_{2_samp}、i_{Lb_samp}分别为电源V₁电压、电源V₂电压和电感电流的采样值；V_{1_ref}和V_{2_ref}分别表示V₁和V₂的指令值；v_{M_1}和v_{M_2}分别表示双向三电平单元A(1)和双向三电平单元B(2)的调制信号。

2.如权利要求1所述的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，其特征在于所述的能量流向逻辑判断单元(9)包括逻辑开关S₁和逻辑开关S₂，能量正向流动时，电感电流i_Lb>0，S₁闭合，S₂断开，电压调节器A(7)参与控制，电压调节器B(8)不参与控制；能量反向流动时，电感电流i_Lb<0，S₁断开，S₂闭合，电压调节器A(7)不参与控制，电压调节器B(8)参与控制。

3.如权利要求1所述的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，其特征在于所述的双向两模式调制单元(12)的作用如下：v_{M_1}＝v_M+k₁V_tri，v_{M_2}＝v_M-k₂V_tri；能量正向流动时，k₁＝1，k₂＝0，v_{M_1}＝v_{M_2}+V_tri；能量反向流动时k₁＝0，k₂＝1，v_{M_2}＝v_{M_1}-V_tri，其中V_tri为载波的峰峰值。

4.如权利要求1所述的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，其特征在于，调制信号v_M经过双向两模式调制单元(12)后得到调制信号v_{M_1}和v_{M_2}；载波v_tri1和载波v_tri2之间移相180°，载波v_tri5和载波v_tri6之间移相180°；调制信号v_{M_1}与载波v_tri1交截，得到占空比信号d₁₃，d₁₃经过驱动放大后得到开关管T₁的驱动信号，将占空比信号d₁₃取反，再经过驱动放大后得到开关管T₃的驱动信号；调制信号v_{M_1}与载波v_tri2交截，得到占空比信号d₂₄，d₂₄经过驱动放大后得到开关管T₂的驱动信号；将占空比信号d₂₄取反，再经过驱动放大后得到开关管T₄的驱动信号；按照上述调制策略，保证了开关管T₁和T₂驱动信号移相180°，开关管T₃和T₄驱动信号移相180°，T₁、T₃互补导通，T₂、T₄互补导通；调制信号v_{M_2}与载波v_tri5交截，得到占空比信号d₅₇，d₅₇经过驱动放大后得到开关管T₅的驱动信号，将占空比信号d₅₇取反，再经过驱动放大后得到开关管T₇的驱动信号；调制信号v_{M_2}与载波v_tri6交截，得到占空比信号d₆₈，d₆₈经过驱动放大后得到开关管T₆的驱动信号；将占空比信号d₆₈取反，再经过驱动放大后得到开关管T₈的驱动信号；按照上述调制策略，保证了开关管T₅和T₆驱动信号移相180°，开关管T₇和T₈驱动信号移相180°，T₅、T₇互补导通，T₆、T₈互补导通。

5.如权利要求1所述的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，其特征在于采用移相加双向两模式控制策略，双向三电平单元A(1)的调制波v_{M_1}和双向三电平单元B(2)的调制波v_{M_2}之间满足：能量正向流动时，k₁＝1，k₂＝0，v_{M_1}＝v_{M_2}+V_tri；当V₁高于V₂时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，其中V_L为载波v_tri的最小值，V_H为载波v_tri的最大值，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A(1)中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₁低于V₂时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B(2)中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式；能量反向流动时，k₁＝0，k₂＝1，v_{M_2}＝v_{M_1}-V_tri；当V₂高于V₁时，V_L≤v_{M_2}≤V_H，v_{M_1}恒大于V_H，开关管T₁和T₂一直导通，开关管T₃和T₄一直关断，此时通过调控双向三电平单元B(2)中开关管T₅～T₈的开断来控制输出电压，变换器工作在降压模式；当V₂低于V₁时，V_L≤v_{M_1}≤V_H，v_{M_2}恒小于V_L，开关管T₅和T₆一直关断，开关管T₇和T₈一直导通，此时通过调控双向三电平单元A(1)中开关管T₁～T₄的开断来控制输出电压，变换器工作在升压模式；所述的双向两模式控制策略保证变换器能实现双向升降变换，并且任意时刻、任意能量流动方向上，当输入电压或输出电压发生变化时，变换器能在升压和降压两个模式之间自动平滑切换。

6.如权利要求5所述的一种双向多电平升降压变换器的控制方法，其特征在于，双向三电平单元A(1)中开关管T₁、T₃互补导通，T₂、T₄互补导通，T₁和T₂驱动信号移相180°，T₃和T₄驱动信号移相180°；双向三电平单元B(2)中开关管T₅、T₇互补导通，T₆、T₈互补导通，T₅和T₆驱动信号移相180°，T₇和T₈驱动信号移相180°。