CN103701743A - 基于分段式扩频的ofdma发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供了自适应PSS-OFDMA发射机和接收机。相比于现有OFDMA发射机，增加了分段式扩频模块，其包括数据映射单元，用于根据数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，生成K个并行符号子流

分段式扩频单元，用于分别对K个并行符号子流中的每一个进行独立的扩频处理，生成K个扩频后的并行符号子流

和子载波映射单元，用于根据自适应参数中的置换矩阵P，对K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T。所增加的分段式扩频和解扩模块，利用一个非二进制的序列在任意长度的子带上进行扩频处理，因而能自适应地满足动态阶梯式频谱遮罩的要求，藉此提高动态频谱接入***中未充分使用的频谱碎片的再利用效率。

Description

基于分段式扩频的OFDMA发射机和接收机

技术领域

本申请涉及通信网络，尤其涉及动态频谱接入通信网络中的自适应分段式扩频(piece-wise spread spectrum，PSS)正交频分多址接入(orthogonal frequency division multiple access，OFDMA)发射机和接收机。

背景技术

动态频谱接入(dynamic spectrum access，DSA)是从转变频谱分配方式的角度，处理日益严重的频谱拥塞问题。为了完全利用那些未被充分使用的频段，具有等级分层的动态频谱接入网络允许频谱重叠(spectrum underlay)，从而使得具有认知功能的收发机既能够检测到并利用那些未被充分使用的频带，同时又将其干扰强度限制在由主级***(primary system)施加的某一频谱遮罩(spectrummask)之下。随着LTE，WiMAX，WiFi和DVB的出现，越来越多的频带被OFDMA***所占用，OFDMA***将其得到许可的频带分割为多个相互分离正交的子带，并分配给多个独立的用户。为了保证OFDMA***所需的服务质量(quality of service，QoS)，DSA网络根据不同主级用户(primary user)对其所分配子带的未充分利用的状况，为次级传输(secondary transmission)限定一个动态的阶梯式频谱遮罩(stairstep spectrum mask)。在这样一个动态且严格的阶梯式频谱遮罩下，保证次级传输的可靠性是一个重要而复杂的问题。

对于一个具有纯OFDMA收发机的次级用户(secondary user)而言，由于发射功率必须低于相关频段的频谱遮罩而造成的自身QoS不能满足时，其不得不中止在整个子带上的传输。因此，由于缺乏扩展增益，纯OFDMA收发机无法完全利用未被充分使用的频谱碎片。一个令人期望的次级传输应当是这样一种收发体制，其可以在所要利用的任意子带上通过扩展频谱降低发射功率，既减少对主级接收机所造成的干扰又同时保证其自身的QoS。

发明内容

基于上述考量，本发明提出了一种基于分段式扩频(PSS)的OFDMA收发机(下文中称为PSS-OFDMA收发机)。

根据发明的一个方面，提出了一种基于分段式扩频的OFDMA发射机，包括：

数据映射单元，被配置为根据所获得的数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，以生成K个并行符号子流 $b={\left[\begin{array}{cccc}{b}_1^T& b_2^T& \·\·\·& b_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，第k个符号子流b_k＝[b_k[0] b_k[1] … b_k[L_k-1]]^T中包括M_k个实际需要传输的非零符号和被***的

个零分量，

为整数，上标T表示矩阵转置，其中，所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

分段式扩频单元，被配置为分别对来自所述数据映射单元的所述K个并行符号子流中的每一个符号子流进行独立的扩频处理，以生成K个扩频后的并行符号子流 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^T& s_2^T& \·\·\·& s_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个并行符号子流中的每一个分别被相对应的扩频单元对其进行扩频处理，第k个扩频后的符号子流s_k＝[s_k[0] s_k[1] … s_k[L_k-1]]T通过下式获得，其中

子载波映射单元，被配置为根据所述置换矩阵P，对来自所述分段式扩频单元的所述K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，以生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0]s′[1]…s′[N-1]]^T，其中，所述N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0]s′[1]…s′[N-1]]^T通过下式s′＝Ps获得；

IDFT单元，被配置为对来自所述子载波映射单元的所述N个经子载波映射的并行符号进行离散傅里叶逆变换，以生成N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1]…d[N-1]]^T，其中，所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0]d[1]…d[N-1]]^T通过下式

获得，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

循环前缀***单元，被配置为对来自所述IDFT单元的所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号***长度为P的循环前缀，以生成N+P个并行符号d_CP＝[d[N-P]…d[N-1]d[0]d[1]…d[N-1]]^T；

并/串变换单元，被配置为对来自所述循环前缀***单元的所述N+P个并行符号进行并/串变换，以生成经并/串变换后的串行符号；

数/模转换单元，被配置为对来自所述并/串变换单元的所述串行符号进行数/模转换，并将经数/模转换后的模拟信号经频谱搬移再由天线发射。

根据本发明的另一方面，提出了一种基于分段式扩频的OFDMA接收机，包括：

模/数转换单元，被配置为对经由天线接收到的并搬移到基带的模拟信号进行模/数转换，以生成数字信号；

串/并变换单元，被配置为对来自所述模/数转换单元的所述数字信号进行串/并变换，将串行符号流分割为多列长度为N+P的并行符号，其中，一列并行符号表示为一个列矢量r_CP＝[r[0] … r[P-1] r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T，其中M＝N+P；

循环前缀去除单元，被配置为将来自所述串/并变换单元的所述N+P个并行符号中的前P个符号去除，以生成N个并行符号r＝[r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T；

DFT单元，被配置为对来自所述循环前缀去除单元的所述N个并行符号进行离散傅里叶变换，以生成N个经离散傅里叶变换的并行符号W_Nr，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

信道均衡单元，被配置为对来自所述DFT单元的所述N个经离散傅里叶变换的并行符号进行频域均衡，以生成N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式 ${\hat{s}}^{\′}=\mathrm{diag}\left\{\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{h\left[0\right]}& \frac{1}{h\left[1\right]}& \·\·\·& \frac{1}{h[N-1]}\end{array}\right]\right\}{W}_{N}r$ 获得，h[n]表示第n个子载波的信道系数；

子载波解映射单元，被配置为根据所获得的自适应参数，对来自所述信道均衡单元的所述N个经均衡的并行符号进行子载波解映射，以生成K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中 ${\hat{s}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_k\left[0\right]& {\hat{s}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T,$ 所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

分段式解扩频单元，被配置为对来自所述子载波解映射单元的所述K个经子载波解映射的并行符号子流中的每一个符号子流分别进行解扩处理，以生成K个解扩后的并行符号子流 $\hat{b}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_1^T& {\hat{b}}_2^T& \·\·\·& {\hat{b}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个解扩后的并行符号子流中的每一个被相对应的一个解扩频单元对其进行解扩处理，第k个解扩后的符号子流 ${\hat{b}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_k\left[0\right]& {\hat{b}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{b}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中

数据解映射单元，被配置为根据所获得的数据映射准则，对来自所述分段式解扩频单元的所述K个解扩后的并行符号子流进行数据解映射，以生成所要的串行数据流，其中，对于第k个解扩后的符号子流通过去除对应于基于分段式扩频的OFDMA发射机增添零分量位置的

个残留符号来获得所要的符号。

根据本发明的又一方面，提出了一种在基于分段式扩频的OFDMA发射机中进行信号传输的方法，包括以下步骤：

-根据所获得的数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，以生成K个并行符号子流 $b={\left[\begin{array}{cccc}{b}_1^T& b_2^T& \·\·\·& b_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，第k个符号子流b_k＝[b_k[0] b_k[1] … b_k[L_k-1]]^T中包括M_k个实际需要传输的非零符号和被***的

个零分量，

为整数，上标^T表示矩阵转置，其中，所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

-分别对所述K个并行符号子流中的每一个符号子流进行独立的扩频处理，以生成K个扩频后的并行符号子流 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^T& s_2^T& \·\·\·& s_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个并行符号子流中的每一个分别被相对应的扩频单元对其进行扩频处理，第k个扩频后的符号子流s_k＝[s_k[0] s_k[1] … s_k[L_k-1]]^T通过下式获得，其中

-根据所述置换矩阵P，对所述K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，以生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T，其中，所述N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T通过下式s′＝Ps获得；

-对所述N个经子载波映射的并行符号进行离散傅里叶逆变换，以生成N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T，其中，所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T通过下式获得，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

-对所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号***长度为P的循环前缀，以生成N+P个并行符号d_CP＝[d[N-P] … d[N-1] d[0] d[1] … d[N-1]]^T；

-对所述N+P个并行符号进行并/串变换，以生成经并/串变换后的串行符号；

-对所述串行符号进行数/模转换，并将经数/模转换后的模拟信号经频谱搬移再由天线发射。

根据本发明的又一方面，提出了一种在基于分段式扩频的OFDMA接收机中进行信号接收的方法，包括以下步骤：

-对经由天线接收到并搬移到基带的模拟信号进行模/数转换，以生成数字信号；

-对所述数字信号进行串/并变换，以生成多列长度为N+P的并行符号，其中，一列并行符号表示为一个列矢量r_CP＝[r[0] … r[P-1] r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T，其中M＝N+P；

-将所述N+P个的并行符号中的前P个符号去除，以生成N个并行符号r＝[r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T；

-对所述N个并行符号进行离散傅里叶变换，以生成N个经离散傅里叶变换的并行符号W_Nr，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

-对所述N个经离散傅里叶变换的并行符号进行频域均衡，以生成N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式 ${\hat{s}}^{\′}=\mathrm{diag}\left\{\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{h\left[0\right]}& \frac{1}{h\left[1\right]}& \·\·\·& \frac{1}{h[N-1]}\end{array}\right]\right\}{W}_{N}r$ 获得，h[n]表示第n个子载波的信道系数；

-根据所获得的自适应参数，对所述N个经均衡的并行符号进行子载波解映射，以生成K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T$ 通过下式获得，其中 ${\hat{s}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_k\left[0\right]& {\hat{s}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T,$ 所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

-对所述K个经子载波解映射的并行符号子流中的每一个符号子流分别进行解扩处理，以生成K个解扩后的并行符号子流 $\hat{b}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_1^T& {\hat{b}}_2^T& \·\·\·& {\hat{b}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个解扩后的并行符号子流中的每一个被相对应的一个解扩频单元对其进行解扩处理，第k个解扩后的符号子流 ${\hat{b}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_k\left[0\right]& {\hat{b}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{b}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中

-根据所获得的数据映射准则，对所述K个解扩后的并行符号子流进行数据解映射，以生成所要的串行数据流，其中，对于第k个解扩后的符号子流

通过去除对应于基于分段式扩频的OFDMA发射机增添零分量位置的

个残留符号来获得所要的符号。

本发明的技术方案具有以下有益效果：

(1)分段式扩频能够被无缝地集成到OFDMA方案中，并提供自适应的扩频增益，以无速率损失的形式在任意长度的频段上进行扩频解扩处理，达到充分利用频谱的效果。其能够提高频谱再利用效率，同时易于满足动态阶梯式频谱遮罩(stairstep spectrum mask)的要求。

(2)分段式扩频能够可作为一个独立的预编码结构添加入OFDMA方案中。对于一个OFDM无线单元而言，该模块化设计保证了对现有OFDM标准的后向兼容性，并且方便收发机在主级和次级传输两个角色之间进行自由的切换。

(3)分段式扩频具有灵活的自适应性，根据无线环境和传输需求确定扩展因子，以及适应任意的阶梯式频谱遮罩，使对主级用户的干扰功率处于控制之中。

(4)本发明的方案能够避免以下事实的发生：由于需要保证传输质量要求，不同子载波的功率不能够直接通过功率控制而满足阶梯式频谱遮罩的要求。

(5)本发明的PSS-OFDM***能够利用灵活的扩频处理对抗DSA***中常见的窄带干扰，相比于具有较强的低速率前向纠错编码功能的***具有更大的优势。

本发明的各个方面将通过下文中的具体实施例的说明而更加清晰。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的上述及其他特征将会更加清晰：

图1示出了根据本发明的一个实施例的自适应PSS-OFDMA发射机的示意图；以及

图2示出了根据本发明的一个实施例的自适应PSS-OFDMA接收机的示意图。

附图中相同或者相似的附图标识表示相同或者相似的部件。

具体实施方式

本发明的PSS-OFDMA收发机可运用于例如DSA网络。其通过引入多个单独的长度可变的循环卷积，从而实现在不同的未充分使用的聚合子带上分别扩展多个独立的符号子流(symbol sub-stream)。每个循环卷积计算在一个复二次序列(complex quadratic sequence)和一个符号子流之间进行，其中，符号子流的长度被设置为不超过复二次序列的长度以获得扩频增益。通常，对符号子流补偿多个零使其长度与复二次序列的长度一致。每个循环卷积的输出符号在一个可再利用的子带(subband)上传送，该子带可由连续的或不连续的子载波组成，其中每个子载波分配给一个符号。特别的，在精心设计的复二次序列的帮助下，每个循环卷积的输出符号都具有恒定的幅度，该复二次序列可被视作为一类非二进制扩展码。因此，每个符号子流的总输出功率可被平均的分配在不同的子带上，并且通过聚合多个长度可变的扩频可使得阶梯式频谱遮罩以分段的方式被满足。

这种灵巧的收发机的结构提供了自适应的预编码步骤用以优化信道汇聚(也即，频率聚合)和扩展增益(也即，复二次序列的长度与符号子流的长度的比率)。

以下将详细描述分段式扩频(piece-wise spectrum spreading)过程和根据本发明的实施例的PSS-OFDMA发射机和接收机的结构。

考虑一个频谱重叠的DSA网络，其中次级OFDMA***打算再次利用许可给主级OFDMA***而未充分使用的频带。全部可再利用的频带延伸跨越了N个OFDM子载波。全部的N个子载波以非重叠子带方式归属于多个分散的主级用户，而具有不同位置的多个次级用户也被允许再使用这些子带。主级用户和次级用户的地理位置的多样性导致了其传输信道和他们之间的干扰信道的路径损耗、阴影和衰落效应的相异性。不失一般性的，DSA网络在接收机端规定一个最低的可接受的信干噪比(SINR)水平，以Γ_min表示，用来保证了主级用户信号和次级用户信号的成功接收。因此，为了优先保证主级用户的传输可靠性，根据SINR的阈值和时变信道的特性，DSA网络对次级发射机在在所有子带上规定了一个动态阶梯式频谱遮罩。该阶梯式频谱遮罩规定了一个强制的上限值，用于限制次级发射机在不同频段上的发射功率。

以一个子带上的分段式扩频过程为例。

为便于描述，假定每个子带为平坦衰落和均匀的功率分配。本发明所提出的方案适用于频率选择性信道和任意功率分配。对于包括任意L_k个连续或非连续的子载波的第k个子带，以P_P，k和P_S，k表示主级用户和次级用户分配给一个子载波的传输功率，以P_N表示主级接收机和次级接收机端的噪声功率。进一步的，以h_P，k、h_S，k、h_PS，k和h_SP，k分别表示主级发射机至主级接收机的信道增益、次级发射机至次级接收机的信道增益、主级发射机至次级接收机的信道增益和次级发射机至主级接收机的信道增益，其中信道增益表征了包括路径损耗、阴影和衰落等全部效应。为了使得主级接收机能够检测到主级用户信号，必须满足下式

$\frac{P_{P,k}{h}_{P,k}}{P_N}\≥{\mathrm{\Γ}}_{\min }.$

当主级用户存在功率裕量(power margin)，也即时，则认为第k个子带未充分利用，这种状况可由次级用户通过多种方式检测到并再次利用这个子带。然而，没有扩频的直接再利用用是无法避免额外的前提条件，即 $\frac{P_{P,k}{h}_{\mathrm{PS},k}+P_n}{h_{S,k}(P_{P,k}{h}_{P,k}-P_n{\mathrm{\Γ}}_{\min })}{\mathrm{\Γ}}_{\min }{\mathrm{\Γ}}_{\min }{h}_{\mathrm{SP},k}\≤1,$ 不能够同时满足这一严重情形的。这一严格且必要的条件是从用于同时获得成功的主级传输和次级传输的SINR需求，即和

直接推导获得的。对于一个只有纯OFDM发射机的次级用户而言，必须关闭在所有未充分利用的Lk个子载波上的传输，从而才能适应这一环境。

相反的，本发明的PSS-OFDMA发射机则能够在某种程度上利用这些未充分利用的Lk个子载波。假定第k个子带被再利用用以传输M_k个符号(M_k≤L_k)。换言之，第k个子带被重新利用以发送一个长度为L_k的符号子流，该符号子流中包括L_k-M_k个零分量。进一步的，将符号子流表示为长度为L_k的矢量b_k。通过使用长度为L_k的复二次序列 $c_{\mathrm{Lk}}=e^{-\mathrm{j\π}/8}[1,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{1}{2}},e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{2^2}{2}},\·\·\·,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{{(L_k-2)}^2}{2}},e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{{(L_k-1)}^2}{2}}]$ 对矢量b_k进行循环卷积操作，能够达到实现扩频的目的。可替换的，循环卷积也可通过一个循环矩阵

来表示，其中，上标^H表示赫密特转置(Hermitian transpose)；

是一个DFT矩阵，其元素满足公式 ${\left[W_{L_k}\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{L_k}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}(i-1)(j-1)};$

是一个对角阵，其满足公式 ${\mathrm{\Λ}}_{L_k}=e^{-\mathrm{j\π}/8}\mathrm{diag}\left\{\right[1,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{1}{2}},e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{2^2}{2}},\·\·\·,e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{{(L_k-2)}^2}{2}},e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{L_k}\frac{{(L_k-1)}^2}{2}}]\}.$

考虑到

的DFT序列是其自身的共轭这一有利的特性，能够获得

因此，扩频的符号子流能够通过计算

来获得并且以一一对应的方式通过L_k个子载波传输。

显著的，全部的传输功率被均匀的分配在子带上，这是因为每个子载波的传输功率，也即矩阵

的对角线元素都等于

其中，

被定义为扩展因子(spreading factor)，E{·}和‖·‖分别表示数学期望和Frobenious范数。

在PSS-OFDMA接收机端，对经频域均衡后的信号

进行与发射机端的扩频操作相逆的解扩操作。因此，检测到的信号能够被表示为

其中

包括来自主级发射机的干扰和加性噪声。对于接收到的对应于M_k个非零分量的符号，其信干噪比可通过下式表示

${\mathrm{\γ}}_{S,k}=\frac{P_{S,k}{h}_{S,k}}{P_{\mathrm{PS},k}{h}_{\mathrm{PS},k}+P_N}$

而主级接收机端的信干噪比可通过扩展因子来提高，即

${\mathrm{\γ}}_{P,k}=\frac{P_{P,k}{h}_{P,k}}{\frac{1}{{\mathrm{\α}}_k}{P}_{\mathrm{SP},k}{h}_{\mathrm{SP},k}+P_N}$

因此，上述严格的前提条件 $\frac{P_{P,k}{h}_{\mathrm{PS},k}+P_n}{h_{S,k}(P_{P,k}{h}_{P,k}-P_n{\mathrm{\Γ}}_{\min })}{\mathrm{\Γ}}_{\min }{\mathrm{\Γ}}_{\min }{h}_{\mathrm{SP},k}\≤1$ 可被放松至 $\frac{P_{P,k}{h}_{\mathrm{PS},k}+P_n}{h_{S,k}(P_{P,k}{h}_{P,k}-P_n{\mathrm{\Γ}}_{\min })}{\mathrm{\Γ}}_{\min }{\mathrm{\Γ}}_{\min }{h}_{\mathrm{SP},k}\≤{\mathrm{\α}}_k,$ 被放松后的条件被满足的可能性更高。

图1和图2分别示出了根据本发明的实施例的自适应PSS-OFDMA发射机和接收机。

参照图1，自适应PSS-OFDMA发射机10包括数据映射单元12、分段式扩频单元13、子载波映射单元14、离散傅里叶逆变换单元(IDFT)16、循环前缀***单元17、并/串变换单元18和数/模转换单元19。其中，数据映射单元12、分段式扩频单元13和子载波映射单元14构成分段式扩频模块11(如图1中虚线框所示出的)，以区别于现有的纯OFDMA发射机。自适应PSS-OFDMA发射机10还可包括自适应参数确定单元15，被配置为例如根据当前无线环境和/或该PSS-OFDMA发射机的传输要求，确定数据映射准则和自适应参数并提供给分段式扩频模块11，其中，自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K。

自适应参数确定单元15可通过多种方式确定扩展因子α_k和发射功率P_S，k。例如，首先判断

是否满足，如果是，则进一步判断 $\frac{P_{P,k}{h}_{\mathrm{PS},k}+P_n}{h_{S,k}(P_{P,k}{h}_{P,k}-P_n{\mathrm{\Γ}}_{\min })}{\mathrm{\Γ}}_{\min }{\mathrm{\Γ}}_{\min }{h}_{\mathrm{PS},k}\≤L_k$ 是否满足。

如果满足，则通过下式获得M_k

然后，分别通过下式获得P_S，k和α_k

${\mathrm{\α}}_k=\frac{L_k}{M_k}$

$P_{S,k}=\frac{{\mathrm{\α}}_k}{h_{\mathrm{SP},k}}(\frac{P_{P,k}{h}_{P,h}}{{\mathrm{\Γ}}_{\min }}-P_N)$

仍参照图1，数据映射单元11被配置为根据所获得的数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，以生成K个并行符号子流 $b={\left[\begin{array}{cccc}{b}_1^T& b_2^T& \·\·\·& b_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，第k个符号子流b_k＝[b_k[0] b_k[1] … b_k[L_k-1]]^T中包括M_k个实际需要传输的非零符号并被***

个零分量，

为整数，上标^T表示矩阵转置。

分段式扩频单元13被配置为分别对来自数据映射单元12的K个并行符号子流中的每一个符号子流进行独立的扩频处理，以生成K个扩频后的并行符号子流 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^T& s_2^T& \·\·\·& s_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，K个并行符号子流中的每一个分别被相对应的扩频单元130对其进行扩频处理，第k个扩频后的符号子流s_k＝[s_k[0] s_k[1] … s_k[L_k-1]]^T通过计算

获得，其中

子载波映射单元14被配置为根据置换矩阵P，对来自分段式扩频单元13的K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，以生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T，其中，N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T通过计算s′＝Ps获得。

IDFT单元16被配置为对来自子载波映射单元14的N个经子载波映射的并行符号进行离散傅里叶逆变换，以生成N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T，其中，N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T通过计算

获得，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)}.$

循环前缀***单元17被配置为对来自IDFT单元16的N个经离散傅里叶逆变换的并行符号***长度为P的循环前缀，以生成N+P个并行符号d_CP＝[d[N-P] … d[N-1] d[0] d[1] … d[N-1]]^T。

并/串变换单元18被配置为对来自循环前缀***单元17的N+P个并行符号进行并/串变换，以生成经并/串变换后的串行符号。

数/模转换单元19被配置为对来自并/串变换单元18的串行符号进行数/模转换，并将经数/模转换后的模拟信号经频谱搬移再由天线发射。

参照图2，自适应PSS-OFDMA接收机20包括模/数转换单元21、串/并变换单元22、循环前缀去除单元23、DFT单元24、信道均衡单元25、子载波解映射单元27、分段式解扩频单元28和数据解映射单元29。其中，子载波解映射单元27、分段式解扩频单元28和数据解映射单元29构成分段式解扩频模块26(如图2中虚线框所示出的)，以区别于现有的纯OFDMA接收机。自适应PSS-OFDMA接收机还可包括自适应参数确定单元210，其与图1中发射机端的确定单元一样，用于确定数据映射准则和自适应参数并提供给分段式解扩频模块26，其中，自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再使用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K。

仍参照图2，模/数转换单元21被配置为对经由天线接收到的并搬移到基带的模拟信号进行模/数转换，以生成数字信号。

串/并变换单元22被配置为对来自模/数转换单元21的数字信号进行串/并变换，以生成多列长度为N+P的并行符号，不失普遍性，其中一列并行符号表示为一个列矢量r_CP＝[r[0] … r[P-1] r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T，其中M＝N+P。

循环前缀去除单元23被配置为将来自串/并变换单元22的N+P个并行符号中的前P个符号去除，以生成N个并行符号r＝[r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T。

DFT单元24被配置为对来自循环前缀去除单元23的N个并行符号进行离散傅里叶变换，以生成N个经离散傅里叶变换的并行符号W_Nr，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

信道均衡单元25被配置为对来自DFT单元24的N个经离散傅里叶变换的并行符号进行单点(single-tap)频域均衡，以生成N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T,$ 其中，N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T$ 通过计算 ${\hat{s}}^{\′}=\mathrm{diag}\left\{\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{h\left[0\right]}& \frac{1}{h\left[1\right]}& \·\·\·& \frac{1}{h[N-1]}\end{array}\right]\right\}{W}_{N}r$ 获得，h[n]表示第n个子载波的信道系数。

子载波解映射单元27被配置为根据所获得的自适应参数，对来自信道均衡单元25的N个经均衡的并行符号进行子载波解映射，以生成K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T$ 通过计算

获得，其中 ${\hat{s}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_k\left[0\right]& {\hat{s}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T.$

分段式解扩频单元28被配置为对来自子载波解映射单元27的K个经子载波解映射的并行符号子流中的每一个符号子流分别进行解扩处理，以生成K个解扩后的并行符号子流 $\hat{b}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_1^T& {\hat{b}}_2^T& \·\·\·& {\hat{b}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，K个解扩后的并行符号子流中的每一个被相对应的一个解扩频单元280对其进行解扩处理，第k个解扩后的符号子流 ${\hat{b}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_k\left[0\right]& {\hat{b}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{b}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T$ 通过计算

获得，其中

数据解映射单元29被配置为根据所获得的数据映射准则，对来自分段式解扩频单元28的K个解扩后的并行符号子流进行数据解映射，以生成所要的串行数据流，其中，对于第k个解扩后的符号子流

通过去除对应于基于分段式扩频的OFDM发射机增添零分量位置的个残留符号来获得所要的符号。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。此外，明显的，“包括”一词不排除其他元件或步骤，在元件前的“一个”一词不排除包括“多个”该元件。产品权利要求中陈述的多个元件也可以由一个元件通过软件或者硬件来实现。第一，第二等词语用来表示名称，而并不表示任何特定的顺序。

Claims (6)

1.一种基于分段式扩频的OFDMA发射机，包括：

数据映射单元，被配置为根据所获得的数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，以生成K个并行符号子流 $b={\left[\begin{array}{cccc}{b}_1^T& b_2^T& \·\·\·& b_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，第k个符号子流b_k＝[b_k[0] b_k[1] … b_k[L_k-1]]^T中包括M_k个实际需要传输的非零符号，

为整数，和被***的

个零分量，上标^T表示矩阵转置，其中，所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

分段式扩频单元，被配置为分别对来自所述数据映射单元的所述K个并行符号子流中的每一个符号子流进行独立的扩频处理，以生成K个扩频后的并行符号子流 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^T& s_2^T& \·\·\·& s_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个并行符号子流中的每一个分别被相对应的扩频单元对其进行扩频处理，第k个扩频后的符号子流s_k＝[s_k[0] s_k[1] … s_k[L_k-1]]T通过下式

获得，其中

子载波映射单元，被配置为根据所述置换矩阵P，对来自所述分段式扩频单元的所述K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，以生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T，其中，所述N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T通过下式s′＝Ps获得；

IDFT单元，被配置为对来自所述子载波映射单元的所述N个经子载波映射的并行符号进行离散傅里叶逆变换，以生成N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T，其中，所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T通过下式

获得，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

循环前缀***单元，被配置为对来自所述IDFT单元的所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号***长度为P的循环前缀，以生成N+P个并行符号d_CP＝[d[N-P] … d[N-1] d[0] d[1] … d[N-1]]^T；

并/串变换单元，被配置为对来自所述循环前缀***单元的所述N+P个并行符号进行并/串变换，以生成经并/串变换后的串行符号；

数/模转换单元，被配置为对来自所述并/串变换单元的所述串行符号进行数/模转换，并将经数/模转换后的模拟信号经频谱搬移后由天线发射。

2.根据权利要求1所述的OFDMA发射机，其特征在于，所述OFDMA发射机还包括：

自适应参数确定单元，被配置为根据当前无线环境和/或所述OFDMA发射机的传输要求，确定所述数据映射准则和所述自适应参数。

3.一种基于分段式扩频的OFDMA接收机，包括：

模/数转换单元，被配置为对经由天线接收到的并搬移到基带的模拟信号进行模/数转换，以生成数字信号；

串/并变换单元，被配置为对来自所述模/数转换单元的所述数字信号进行串/并变换，将串行符号流分割为多列长度为N+P的并行符号，其中，一列并行符号表示为一个列矢量r_CP＝[r[0] … r[P-1] r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T，其中M＝N+P；

循环前缀去除单元，被配置为将来自所述串/并变换单元的所述N+P个并行符号中的前P个符号去除，以生成N个并行符号r＝[r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T；

DFT单元，被配置为对来自所述循环前缀去除单元的所述N个并行符号进行离散傅里叶变换，以生成N个经离散傅里叶变换的并行符号W_Nr，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

信道均衡单元，被配置为对来自所述DFT单元的所述N个经离散傅里叶变换的并行符号进行频域均衡，以生成N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}\end{array}[N-1]\right]}^T,$ 其中，所述N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式 ${\hat{s}}^{\′}=\mathrm{diag}\left\{\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{h\left[0\right]}& \frac{1}{h\left[1\right]}& \·\·\·& \frac{1}{h[N-1]}\end{array}\right]\right\}{W}_{N}r$ 获得，h[n]表示第n个子载波的信道系数；

子载波解映射单元，被配置为根据所获得的自适应参数，对来自所述信道均衡单元的所述N个经均衡的并行符号进行子载波解映射，以生成K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中 ${\hat{s}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_k\left[0\right]& {\hat{s}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T,$ 所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

分段式解扩频单元，被配置为对来自所述子载波解映射单元的所述K个经子载波解映射的并行符号子流中的每一个符号子流分别进行解扩处理，以生成K个解扩后的并行符号子流 $\hat{b}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_1^T& {\hat{b}}_2^T& \·\·\·& {\hat{b}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个解扩后的并行符号子流中的每一个被相对应的一个解扩频单元对其进行解扩处理，第k个解扩后的符号子流 ${\hat{b}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_k\left[0\right]& {\hat{b}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{b}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中

数据解映射单元，被配置为根据所获得的数据映射准则，对来自所述分段式解扩频单元的所述K个解扩后的并行符号子流进行数据解映射，以生成所要的串行数据流，其中，对于第k个解扩后的符号子流通过去除对应于基于分段式扩频的OFDMA发射机增添零分量位置的

个残留符号来获得所要的符号。

4.一种在基于分段式扩频的OFDMA发射机中进行信号传输的方法，包括以下步骤：

-根据所获得的数据映射准则和自适应参数，对串行数据流进行数据映射，以生成K个并行符号子流 $b={\left[\begin{array}{cccc}{b}_1^T& b_2^T& \·\·\·& b_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，第k个符号子流b_k＝[b_k[0] b_k[1] … b_k[L_k-1]]^T中包括M_k个实际需要传输的非零符号，

为整数，和被***的

个零分量，上标^T表示矩阵转置，其中，所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

-分别对所述K个并行符号子流中的每一个符号子流进行独立的扩频处理，以生成K个扩频后的并行符号子流 $s={\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^T& s_2^T& \·\·\·& s_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个并行符号子流中的每一个分别被相对应的扩频单元对其进行扩频处理，第k个扩频后的符号子流s_k＝[s_k[0] s_k[1] … s_k[L_k-1]]^T通过下式获得，其中

-根据所述置换矩阵P，对所述K个扩频后的并行符号子流进行子载波映射，以生成N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T，其中，所述N个经子载波映射的并行符号s′＝[s′[0] s′[1] … s′[N-1]]^T通过下式s′＝Ps获得；

-对所述N个经子载波映射的并行符号进行离散傅里叶逆变换，以生成N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T，其中，所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号d＝[d[0] d[1] … d[N-1]]^T通过下式

获得，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

-对所述N个经离散傅里叶逆变换的并行符号***长度为P的循环前缀，以生成N+P个并行符号d_CP＝[d[N-P]…d[N-1] d[0] d[1] … d[N-1]]^T；

-对所述N+P个并行符号进行并/串变换，以生成经并/串变换后的串行符号；

-对所述串行符号进行数/模转换，并将经数/模转换后的模拟信号经频谱搬移再由天线发射。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：

-根据当前无线环境和/或所述OFDMA发射机的传输要求，确定所述数据映射准则和所述自适应参数。

6.一种在基于分段式扩频的OFDMA接收机中进行信号接收的方法，包括以下步骤：

-对经由天线接收到并搬移到基带的模拟信号进行模/数转换，以生成数字信号；

-对所述数字信号进行串/并变换，以生成多列长度为N+P的并行符号，其中，一列并行符号表示为一个列矢量r_CP＝[r[0] … r[P-1] r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T，其中M＝N+P；

-将所述N+P个的并行符号中的前P个符号去除，以生成N个并行符号r＝[r[P] r[P+1] … r[M-1]]^T；

-对所述N个并行符号进行离散傅里叶变换，以生成N个经离散傅里叶变换的并行符号W_Nr，其中 ${\left[W_N\right]}_{i,j}=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i-1)(j-1)};$

-对所述N个经离散傅里叶变换的并行符号进行频域均衡，以生成N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}\end{array}[N-1]\right]}^T,$ 其中，所述N个经均衡的并行符号 ${\hat{s}}^{\′}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}^{\′}\left[0\right]& {\hat{s}}^{\′}\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}^{\′}[N-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式 ${\hat{s}}^{\′}=\mathrm{diag}\left\{\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{h\left[0\right]}& \frac{1}{h\left[1\right]}& \·\·\·& \frac{1}{h[N-1]}\end{array}\right]\right\}{W}_{N}r$ 获得，h[n]表示第n个子载波的信道系数；

-根据所获得的自适应参数，对所述N个经均衡的并行符号进行子载波解映射，以生成K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个经子载波解映射的并行符号子流 $\hat{s}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_1^T& {\hat{s}}_2^T& \·\·\·& {\hat{s}}_K^T\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中 ${\hat{s}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{s}}_k\left[0\right]& {\hat{s}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{s}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T,$ 所述自适应参数包括并行符号子流的个数K，对应于矢量b_k的扩展因子α_k，矢量b_k中非零符号的平均发射功率P_S，k，矢量b_k的长度L_k，其中

的总和等于可再利用的子载波的个数N以及N维置换矩阵P，k＝1，2，…，K；

-对所述K个经子载波解映射的并行符号子流中的每一个符号子流分别进行解扩处理，以生成K个解扩后的并行符号子流 $\hat{b}={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_1^T& {\hat{b}}_2^T& \·\·\·& {\hat{b}}_K^T\end{array}\right]}^T,$ 其中，所述K个解扩后的并行符号子流中的每一个被相对应的一个解扩频单元对其进行解扩处理，第k个解扩后的符号子流 ${\hat{b}}_k={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{b}}_k\left[0\right]& {\hat{b}}_k\left[1\right]& \·\·\·& {\hat{b}}_k[L_k-1]\end{array}\right]}^T$ 通过下式

获得，其中

-根据所获得的数据映射准则，对所述K个解扩后的并行符号子流进行数据解映射，以生成所要的串行数据流，其中，对于第k个解扩后的符号子流

通过去除对应于基于分段式扩频的OFDMA发射机增添零分量位置的个残留符号来获得所要的符号。

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