CN103687184A - 用于驱动led的电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于驱动LED的电路和方法。一种用于驱动发光二极管LED的电路包括第一半导体开关和续流器件，所述第一半导体开关和所述续流器件被耦合在提供供给电压的第一供给端子与提供参考电势的第二供给端子之间。所述第一半导体开关响应于驱动器信号。LED和电感器被串联耦合在所述第一半导体开关和所述续流器件的公共电路节点与所述第一供给端子或所述第二供给端子之间。电流测量电路被耦合至LED并提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过至少一个LED的负载电流。第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收负载电流信号和参考信号。

Description

用于驱动LED的电路和方法

技术领域

本描述涉及用于驱动发光二极管（LED）的电路和方法，特别涉及用于利用被调节为将LED的所得到的可感知亮度保持在期望值处的负载电流驱动LED的电路和方法。

背景技术

发光二极管在近年来已经作为可行的光源而出现。发光二极管（也被称为固态照明器件或简称为LED）是非常高效、耐用且持久的照明器件。该技术自首批LED上市时的1960年起已经大大改进。LED现在是多种专业照明市场中的工业标准，并且流行的灯泡正在迅速进入全面照明市场。LED灯泡比例如白炽灯泡、卤素灯泡和荧光灯泡更加高能效且更加持久。技术上的进步已经提供如下的LED：典型地，该LED是白炽灯泡的四到五倍高效，并具有超过数万小时的寿命。

LED是电流驱动的器件，其亮度与其平均正向电流（也被称作其平均负载电流）成比例。出于该原因，通常，使用提供恒定电流的电流源来驱动LED。恒定电流源消除了由LED的正向电压中的变化引起的负载电流变化，并由此确保恒定LED亮度。在通常被实现为诸如降压转换器、升压转换器或降压-升压转换器之类的开关转换器的已知LED驱动器中，集成了对电压进行评估且将这些电压与参考电压进行比较的多个部件。通常，根据该比较的结果来接通和关断功率半导体开关（例如，MOSFET），以对电感器进行充电或放电。

应用注释AN874, "Buck Configuration High-Power LED Driver", Microchip Technology, 2006描述了一种对被供给至LED的负载电流进行控制的开关式电源电路。然而，在执行LED电流的测量和激活开关（例如，由于传播延迟）以对电感器进行充电或放电所需的延迟时间段期间，超过LED电流的期望最大值。这导致期望平均负载电流与被供给至LED的实际平均负载电流之间的失配，从而导致LED的亮度的不期望增加。

尽管可以在电路设计期间考虑该失配，但是针对LED的不同正向电压（其是依赖于温度的）以及针对串联连接的不同数目的LED且针对被供给至LED和LED驱动器的不同供给电压，被供给至LED的平均负载电流将不同，并且由此，LED亮度自身将不同。即，由于以上提及的延迟时间段，公共LED驱动器（甚至当被设计为电流源时）通常不能够将平均负载电流保持恒定（例如，在供给电压或LED正向电压针对电感器的不同电感值而变化时）。因此，必须针对每种不同情形重新配置LED驱动器。

需要高成本效益但有效的解决方案来确保针对不同供给电压或不同LED正向电压的（几乎）恒定的亮度而无需重新配置电路。

发明内容

描述了一种用于驱动发光二极管LED的电路。根据本发明的一个示例，所述电路包括第一半导体开关和续流（freewheeling）器件，所述第一半导体开关和所述续流器件被串联耦合在提供供给电压的第一供给端子与提供参考电势的第二供给端子之间，其中，所述第一半导体开关响应于驱动器信号。至少一个LED和电感器被串联耦合在所述第一半导体开关和所述续流器件的公共电路节点与所述第一供给端子或所述第二供给端子之间。电流测量电路被耦合至LED并提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过所述至少一个LED的负载电流。第一反馈电路包括通断（on-off）控制器，所述通断控制器接收所述负载电流信号和参考信号，将所述负载电流信号与所述参考信号进行比较，并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号。此外，第二反馈电路接收所述负载电流信号，确定平均负载电流信号，并依赖于所述平均负载电流信号和参考值来生成被供给至所述第一反馈电路的参考信号。

根据本发明的另一示例，所述电路包括第一半导体开关和续流器件，所述第一半导体开关和所述续流器件被串联耦合在提供供给电压的第一供给端子与提供参考电势的第二供给端子之间，其中，所述第一半导体开关响应于驱动器信号。至少一个LED和电感器被串联耦合在所述第一半导体开关和所述续流器件的公共电路节点与所述第一供给端子或所述第二供给端子之间。电流测量电路被耦合至LED并提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过所述至少一个LED的负载电流。第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收所述负载电流信号和参考信号，将所述负载电流信号与所述参考信号进行比较，并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号。此外，提供了第二反馈电路。所述第二反馈电路包括滤波器，所述滤波器接收所述负载电流信号并提供表示平均负载电流的滤波后的信号。此外，所述第二反馈电路包括调节器，所述调节器接收所述滤波后的信号和作为设置点值的参考值，根据预定义控制法则、依赖于所述参考值与所述滤波后的信号之差来确定控制信号，并根据所述控制信号来生成所述参考信号。

此外，描述了一种用于驱动至少一个LED的LED驱动器。所述LED驱动器可以被串联耦合至驱动器输出端子与分别提供供给电压和参考电势的第一供给端子或第二供给端子之间的电感器。根据本发明的一个示例，所述LED驱动器包括第一半导体开关和续流器件，所述第一半导体开关和所述续流器件被串联耦合在提供供给电压的第一供给端子与提供参考电势的第二供给端子之间。所述第一半导体开关响应于驱动器信号。此外，所述第一半导体开关和所述续流器件的公共电路节点被连接至输出端子。所述LED驱动器进一步包括电流测量电路，所述电流测量电路被耦合至LED并提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过所述至少一个LED的负载电流。第一反馈电路包括通断控制器，所述通断控制器接收负载电流信号和参考信号，将所述负载电流信号与所述参考信号进行比较，并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号。第二反馈电路包括滤波器和调节器，其中，所述滤波器接收所述负载电流信号并提供表示平均负载电流的滤波后的信号。所述调节器接收所述滤波后的信号和作为设置点值的参考值，根据预定义控制法则、依赖于所述参考值与所述滤波后的信号之差来确定控制信号，并根据所述控制信号来生成所述参考信号。

更进一步，描述了一种用于驱动至少一个LED的方法。所述至少一个LED被串联耦合至输出端子与分别提供供给电压和参考电势的第一供给端子或第二供给端子之间的电感器。根据本发明的一个示例，所述方法包括：测量经过所述至少一个LED的负载电流，从而生成表示所述负载电流的负载电流信号；根据驱动器信号将所述供给电压或所述参考电势交替地施加至所述输出端子；将所述负载电流信号与参考信号进行比较并依赖于所述比较来确定所述驱动器信号；以及从所述负载电流信号确定平均负载电流信号；依赖于所述平均负载电流信号和参考值来生成所述参考信号。

附图说明

可以参照以下附图和描述来更好地理解本发明。附图中的部件不必按比例绘制，而是将重点放在示意本发明的原理上。此外，在附图中，相似的附图标记指示对应的部分。在附图中：

图1示意了降压拓扑中的LED驱动器电路；

图2示意了图1的电路内的电流的特性；

图3示意了降压配置中的LED电流控制电路；

图4是示意了图3的电路内的开关的切换状态和LED电流的特性；

图5是示意了LED驱动器电路的三个（图5a、5b和5c）不同示例；

图6示意了具有改进上电性能的另一示例性LED驱动器电路；

图7示意了与图6的示例类似的另一示例性LED驱动器电路；

图8更详细地示意了图5c的LED驱动器电路；

图9示意了可在本文描述的LED驱动器电路中使用的控制器的一个示例；

图10示意了包括调暗（dimming）功能的另一示例性LED驱动器电路；以及

图11示意了在图10的示例中使用的调制器的一个示例性实施方式。

具体实施方式

在下面的详细描述中，对附图进行了参照，这些附图形成该详细描述的一部分，并且在这些附图中通过示意的方式示出了可如何实施本发明的具体示例。在这一点上，参照所描述的图的定向来使用方向性术语，诸如“顶”、“底”、“前”、“后”、“首”、“尾”等等。由于可以以多个不同定向来定位示例性实施例的部件，因此方向性术语被用于示意的目的并且决不进行限制。应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其他示例并且可以做出结构或逻辑的改变。因此，下面的详细描述不应在限制的意义上采用，并且本发明的范围由所附权利要求来限定。应当理解，可以将本文描述的各种示例性实施例的特征与彼此组合，除非以其他方式具体指出。

图1示意了包括降压转换器的LED  驱动器。在该驱动器电路中，开关S₁被耦合在提供供给电压V_IN的第一供给端子与电感器L₁的第一端子之间。二极管D₁被耦合在开关S₁和电感器L₁的公共电路节点与在其处提供参考电势GND的第二供给端子之间。二极管D₁的阳极从而被连接至第二供给端子。输出电容器C₁被耦合在电感器L₁的第二端子与在其处提供参考电势GND的第二供给端子之间。作为LED或者若干LED的串联电路（也被称作“LED链”）的负载与电容器C₁并联耦合。

降压转换器是将高供给电压V_IN转换为较低输出电压的电压调节器。这是通过以下操作来完成的：在供给电压与地之间快速切换电感器/电容器（LC）网络，使得供给电压V_IN或参考电势（地）GND被交替地施加至LC网络。在开关S₁被闭合时，电感器L₁被连接至输入电压V_IN，LC电路处于其“充电状态”，并且增大的电感器电流I_L从第一供给端子（在其处施加输入电压V_IN）经过电感器L₁传递至由输出电容器C₁和（一个或多个）LED组成的并联电路。

在充电电流I_L流经电感器L₁至（一个或多个）LED时，其能量的一部分作为磁场而被存储在电感器L₁中。当开关S₁被（重新）打开时，电路进入其“放电状态”，并且电感器L₁的磁场崩溃，同时，向（一个或多个）LED的电流流动继续。当电感器电流I_L降至0时，开关S₁被再次闭合，并且充电/放电循环重新开始。该切换循环的结果是在循环的过程中斜坡上升和下降的电感器电流I_L，如图2中所示。

LC网络中的电容器C₁进行操作以使电感器电流I_L平滑为向（一个或多个）LED的DC电流。当电感器电流I_L大于负载电流I_LED时，负载电流I_LED被电感器电流I_L供给，并且任何剩余电流I_C流动至电容器C₁中，从而对其进行充电。在图2中，这被示作示意电容器电流I_C随时间变化的定时图中的阶段B。当电感器电流I_L降至低于负载电流需求时，经过电容器C₁的电流I_C反转，并且电容器电流I_C补充电感器电流I_L以补足电感器电流I_L与所需负载电流I_LED之差。在图2中，这被示作示意电容器电流I_C的定时图中的阶段A。

反馈电路通常被实现为通过开关转换器来调节被供给至负载的输出电流（即，负载电流i_LED）。这种反馈电路监视负载电流I_LED并将其与稳定参考进行比较。基于该比较的结果，电路调整切换操作的占空比以补偿任何差异。反馈电路补偿由部件或定时容差引起的负载电压的任何变化，并且其调整占空比以补偿输入电压V_IN中的改变，以便将负载电流I_LED保持在其期望电平处。

一种开关式电源设计构思是在连续相对于非连续的电感器电流I_L之间进行区分的思想。在通常被称作“非连续电流模式”（简称为：DCM）的一种操作模式中，电感器电流I_L如上所述在每个放电循环的结尾处降至0，并在有限时间段内保持为0。然而，在通常被称作“连续电流模式”（简称为：CCM）的另一种操作模式中，电感器电流I_L不降至0。取而代之，电感器L₁在整个切换循环中维持DC电流分量。

所得到的电感器电流I_L具有AC和DC分量这两者至其波形。DC分量等于切换循环期间的平均电流I_AVG，并由参考电压V_DRIVE确定。AC分量是被叠加在DC分量I_AVG上的三角形状的波形，并由驱动器电路（即，开关转换器）的切换动作导致。CCM操作的优势在于：电感器电流I_L连续地流动至输出，这降低了对电容器C₁的电荷存储需求。

图3中所示的驱动器电路在CCM中操作的开关转换器中利用电感器电流I_L的DC分量I_AVG。开关晶体管T₁、电感器L₂、LED（其也可以被视为表示LED链）和电流测量电阻器R₂（分流电阻器）被串联耦合在提供供给电势V_BATT的第一供给端子与提供参考电势GND（例如，地）的第二供给端子之间。晶体管T₁的负载电流路径（例如，在MOSFET的情况下为源极-漏极电流路径）被耦合在供给电势V_BATT的第一供给端子与电感器L₂之间。电感器L₂被耦合在晶体管T₁的负载电流路径与LED之间。LED在其阳极处被耦合至电感L₂。电流测量电阻器R₂被耦合在LED的阴极与参考电势GND的第二供给端子之间。

可作为肖特基二极管的二极管D₂被耦合在晶体管T₁和电感器L₂的公共电路节点与第二供给（GND）之间。应当注意，二极管D₂作为续流二极管进行操作并可以被第二晶体管（例如，MOSFET）替换。在这种情况下，这两个晶体管将形成晶体管半桥。电阻器R₁被耦合在LED和电流测量电阻器R₂的公共电路节点与比较器1的第一（非反相）输入端子之间。另一电容器C₂被耦合在比较器1和电阻器R₁的公共电路节点与第二供给端子（GND）之间。比较器1的输出被耦合至晶体管T₁的控制端子（即，在MOSFET的情况下为栅极端子）。在其第二（反相）输入端子处，比较器1接收参考电压V_DRIVE。

当分析图3的电路时，可以看出，电容器C₂和电阻器R₁形成RC低通滤波器。该滤波器在其输入处接收电压信号i_L·R₂（即，跨越电流测量电阻器R₂的电压降），该电压信号i_L·R₂与电感器电流i_L成比例，并且该滤波器提供表示平均电感器电流i_AVG的电压V_AVG作为输出信号。因此，比较器1实质上将表示平均电感器电流的信号与对应参考信号进行比较。比较器1可以具有迟滞。即，比较器1在平均电感器电流升至高于第一阈值时触发晶体管T₁的关断，并在平均电感器电流降至低于比第一阈值低的第二阈值时触发晶体管T₁的接通。在这一点上，比较器1作为起停控制器（bang-bang controller）（通断控制器）进行操作。

除反馈电路（包括电阻器R₁、电容器C₂、比较器1）和电流测量电阻器R₂外，图3的电路实质上与图1中示意的前述示例相同。然而，在图3的示例中不需要输出电容器C₁（参见图1）。因此，图3中示意的降压转换器电路具有与图1的降压转换器类似的充电/放电循环。通过接通晶体管T₁来发起切换循环的充电状态。这导致从供给端子（V_BATT）经过晶体管T₁、电感器L₂、LED和分流电阻器R₂的电流增大。当跨越电容器C₂的电压（其表示平均电感器电流）超过被供给至比较器1的参考电压V_DRIVE时，那么比较器1关断晶体管T₁，从而发起电路的放电状态。

在放电状态中，电流流经续流二极管D₂、电感器L₂和电阻器R₂。电感器电流I_L斜坡下降，直到跨越电容器C₂的电压（其表示平均电感器电流）降至低于参考电压V_DRIVE为止。因此，晶体管T₁被再次接通，并且下一循环开始。所得到的经过LED和电感器的电流I_LED是同与充电/放电循环同步的小三角形AC“纹波”电流叠加的DC电平I_AVG。在图4中示出了该情形。电流I_LED的处于其均值I_AVG周围的AC分量对所有已知开关调节器来说是公共的。

图4示出了经过LED的负载电流I_LED（等于电感器电流）以及晶体管T₁的所得到的切换状态。尽管提供了对平均负载电流I_AVG进行调节的反馈电路，但是针对不同的供给电压V_BATT以及针对电感器L₂的不同电感和LED的不同正向电压，负载电流I_LED仍不同。这主要是在比较器输出信号中的转变（例如，从低电平至高电平，或者反之亦然）与晶体管T₁的实际切换操作之间流逝的延迟的结果。在该延迟时间段期间，发生电感器电流的瞬时过冲。即，电感器电流的AC分量的峰值电平高于其在延迟为0的情况下将具有的值。对电感器施加的电压越高，则给定延迟时间的过冲越高。类似地，电感越低，则给定延迟时间的过冲越高。由于延迟时间对于激活和去激活晶体管T₁来说不相等，因此对于电感器电流的上峰值，过冲更高，并且由此，针对不同电感器值以及针对不同供给电压V_BATT，电感器电流的平均值不同。变化的平均电感器电流可以被感知为LED的变化的亮度。即，LED的亮度以不期望的方式依赖于供给电压。图3的LED驱动器电路的反馈电路不能够补偿该影响，并且因此，供给电压V_BATT的变化需要对应的亮度变化。出于相同原因，针对电感器L₂的不同电感值以及针对（一个或多个）LED的不同正向电压，LED的亮度将不恒定。

图5示意了能够补偿以上提及的不期望影响的一些示例性电路。图5a示意了将LED电流I_LED的均值I_AVG保持恒定或至少显著减少由供给电压V_BATT的变化引起的亮度变化的第一示例性电路。

图5a的电路与图3的电路类似。然而，半导体开关6是低侧开关，而在图3的示例中，晶体管T₁是高侧开关。在本示例中，低侧开关6被串联连接至电感器L₂和LED（表示单个LED或者包括任何适当数目的LED的LED链）。开关6、LED和电感器L₂的串联电路被耦合在被提供有供给电压V_BATT（例如，汽车电池的电池电压）的第一供给端子与处于参考电势GND（例如，地）的第二供给端子之间。电感器L₂和LED的顺序可以被互换。电流测量电路3可以被耦合至串联电路（其由开关6、LED和电感器L₂组成），使得其测量被供给至LED的负载电流i_LED。在本配置中，负载电流i_LED和电感器电流i_L相等。电流测量电路3生成表示负载电流i_L的负载电流信号S_IL。许多适当电流测量电路是本领域中已知的，并且稍后参照图5c来解释一个示例性电流测量电路。可以通过对开关6的相应控制信号施加适当驱动器信号S_OUT来接通和关断半导体开关6。如果MOSFET被用作半导体开关，则驱动器信号S_OUT可以是足以激活（接通）或去激活（关断）开关6的栅极电流或栅极电压。

驱动器信号由比较器2（与图3的示例类似）生成，比较器2被供给有负载电流信号S_IL和参考信号S_REF。比较器2具有迟滞，并在差值S_REF-S_IL超过第一阈值时生成高电平输出信号S_OUT（用于激活开关6）。类似地，其在差值S_REF-S_IL降至低于第二阈值时生成低电平输出信号S_OUT（用于去激活开关6）。典型地，这两个阈值在量值上相等但具有相反符号。在理想情况下（没有如上所讨论的任何传播延迟），实际负载电流I_LED在与V_REF相对应的平均电流I_AVG周围变化。叠加的AC分量（也被称作“纹波电流”）具有依赖于比较器2的迟滞的峰对峰幅度和基本上三角形状的波形。如上所详述的那样，驱动器信号S_OUT的转变与开关6的对应切换操作之间的延迟可能导致***误差，从而导致实际平均负载电流I_AVG=I_REF+ΔI的正偏差Δi，其中，I_REF是与参考信号S_REF相对应的“理想”平均负载电流，并且除了其他之外，偏差ΔI依赖于供给电压V_BATT。一般地，比较器2是第一反馈电路CL₁的一部分，其中，比较器2本质上实现用于调节负载电流i_L的通断控制器（也被称作起停控制器）。参考信号是针对第一反馈电路CL₁的通断控制器的参考输入（设置点值）。

为了补偿以上讨论的延迟时间的不利影响，提供了第二反馈电路CL₂（控制回路）。第二反馈电路接收负载电流信号S_IL作为输入信号，并生成针对第一反馈电路CL₁的参考信号S_REF。根据由第二反馈电路CL₂实现的控制法则，参考信号S_REF表示平均负载电流值I_AVG与预置恒定值之差。稍后参照图5c来讨论第二反馈电路的一个示例性实施方式。

可以如下总结第二反馈电路CL₂的操作及其影响。当负载电流i_LED的实际平均I_AVG响应于供给电压V_BATT的改变（归因于以上解释的延迟时间的不利影响）而改变时，第二反馈回路CL₂通过调整针对第一反馈电路的参考信号S_REF（即，设置点值）来抵消平均负载电流I_AVG的这种改变。当平均负载电流开始响应于上升的供给电压V_BATT而上升时，第二反馈电路CL₂减小被供给至第一反馈电路CL₁的参考信号S_REF（即，设置点值），从而补偿上升的供给电压V_BATT的影响。类似地，对于电感器L₂的不同电感值以及对于（一个或多个）LED的不同正向电压，将保持平均负载电流I_AVG恒定，并因此将保持（一个或多个）LED的亮度恒定。

图5b的示例与图5a中描绘的电路几乎相同。仅有的区别在于：功率半导体开关6是高侧开关，而不是低侧开关（如其在图5a中那样）。在这种情况下，可以在低侧处完成电流测量。续流二极管D3被耦合在电感器L₂和开关6的公共电路节点与参考电势GND之间（而不是如图5a中那样至供给电势V_BATT）。图5b的LED驱动器电路的操作与图5a的LED驱动器电路的操作相同。

图5c实质上示意了与图5a中所示相同的LED驱动器电路。然而，更详细地示意了第二反馈电路CL₂和电流测量电路3。与前述示例类似，低侧开关6被串联连接至电感器L₂和LED，其可以被LED链替换。开关6、LED和电感器L₂的串联电路被耦合在第一供给端子（供给电压V_BATT）与第二供给端子（例如，地GND）之间。L₂和LED的顺序可以被互换。电流测量电路3包括分流电阻器R₃，分流电阻器R₃被串联耦合至LED，使得负载电流i_LED还经过分流电阻器，并且跨越分流电阻器R₃的电压降R₃·I_LED与负载电流I_LED（或电感器电流I_L=I_LED）成比例。跨越分流电阻器R₃的电压降R₃·I_LED可以被供给至放大器AMP，放大器AMP放大该电压降并生成表示负载电流i_L的相应负载电流信号S_IL。放大器AMP可以是例如简单差分放大器、运算放大器、跨导放大器或任何其他适当放大电路。电流信号S_IL可以是电压信号，或者可替换地，其可以是依赖于实际实现的电流信号。可以通过对开关6的相应控制信号（例如，在将MOSFET用作功率半导体开关时的栅极信号）施加适当驱动器信号S-_OUT来接通和关断半导体开关6。

第一反馈电路接收负载电流信号S_IL以及参考信号S_REF作为输入信号，参考信号S_REF可以被视为如上所述由比较器2实现的通断控制器的设置点值。比较器2接收参考信号S_REF和负载电流信号S_IL，并生成如上参照图5a解释的用于驱动功率半导体开关6的输出信号S_OUT-。第一反馈电路CL₁的操作与图5a的示例中完全相同，并因此不在这里重复。负载电流i_LED的波形和开关6的切换操作与图4中示意的定时图相对应。

为了在供给电压V_BATT（或者LED的依赖于温度的正向电压）改变时将负载电流I_LED的实际平均I_AVG维持在恒定电平处，第二反馈电路CL₂调节参考信号S_REF，并因此调节第一反馈电路CL₁的设置点值。如上所提及的那样，由第二反馈电路CL₂实现的控制法则确保了参考信号S_REF是依赖于平均负载电流值I_AVG与预置恒定值之差而生成的。出于该目的，第二反馈电路CL₂包括滤波器4电路，滤波器4电路接收负载电流信号S_IL作为输入信号，并提供滤波后的信号V_AVG作为输出信号，该滤波后的信号V_AVG可以被视为表示（例如，移动的）平均负载电流I_AVG的信号。滤波器可以是例如由电阻器和电容器组成的无源RC滤波器。可替换地，可以使用任何合适模数转换器来对负载电流信号S_IL进行数字化。在这种情况下，可以使用数字信号处理器和适当软件将滤波器4实现为数字滤波器。不仅滤波器4、而且整个第二反馈电路CL₂（以及甚至第一反馈电路CL₁的部分）可以使用适当编程的信号处理器而以数字方式实现。在这种情况下，这里被称作电路的实体可以被视为软件实现的功能单元。

滤波器输出信号V_AVG（其表示平均负载电流I_AVG）以及稳定化参考值（例如，稳定化参考电压，或者在数字实现中，寄存器值）被供给至调节器5。在简单的示例中，调节器5可以是P控制器。然而，调节器5还可以是PI、PID或PT1控制器或类似的事物。一般地，控制器5可以被配置为最小化或至少减小平均负载电流（由信号V_AVG表示）与参考值V_STAB之间的任何偏移V_STAB-V_AVG。诸如PI控制器之类的具有I部件的调节器可以实现稳态控制零偏移。

调节器5可以包括运算放大器51。依赖于所使用的调节器5的类型（P、PI、PIC、PT1等），需要不同部件来设置调节器5。在PT1控制器的情况下，例如，运算放大器51在其反相输入端子处接收参考值V_STAB。第一电阻器R₁₁以及第二电阻器R₁₂与电容器C₄的并联电路被串联耦合在运算放大器51的反相输入端子和输出端子之间。在图9中示出了这种调节器5的示例。在一些示例性实施例中，使用PT1控制器可以是有利的。然而，在其他示例中，可以使用其他类型的控制器5。在这些情况下，需要不同配置中的其他部件来实现相应控制器类型。

可以在调节器5内放大和修改偏移V_STAB-V_AVG，并且，调节器输出信号可以被直接供给至第一反馈电路CL₁作为参考信号S_REF，或者可以在被供给至第一反馈电路CL₁之前被电平调整电路7进一步修改。电路7可以被配置为修改参考信号S_REF，参考信号S_REF是第一反馈电路CL₁的（即，通断控制器2的）设置点值。可选电路7可以简单地执行一种类型的电平移位。附加地或可替换地，电路7可以定期地使参考信号S_REF空白（即，在特定时间段内将参考信号S_REF设置为零），以提供调暗功能。稍后讨论电路7的示例和本LED驱动器的调暗能力。

图6示意了用于与供给电压V_BATT无关地将平均负载电流I_AVG维持在期望电平处的另一示例性电路。该电路一般与图5a和5c中所示的电路相对应。然而，更详细地示意了滤波器4（平均电路）。滤波器4可以包括例如无源一阶RC低通滤波器，其由电阻器R₅和电容器C₃形成。其他滤波器类型（例如，更高阶滤波器、数字滤波器）也可以适用。

为了避免在启动期间（在对电路上电之后）的不期望瞬时效应，可以使用初始化电路8将滤波器4的滤波器输出设置为处于或接近由稳定化参考值V_STAB给出的期望值的初始值。在图6的示例中实现的简单的（并且因此，对低成本应用来说非常高成本效益且合适的）实施方式中，初始化电路8直接在对LED驱动器电路上电之后对电容器C₃快速预充电，电容器C₃被连接至滤波器输出。这可以通过暂时经由半导体开关T₂将稳定化参考电压V_STAB连接至电容器而完成。可以在所定义的（例如，固定的）时间段内闭合开关T₂。可以使用定时器电路81来控制闭合和重新打开开关，定时器电路81可以是例如响应于上电信号生成所定义的长度的脉冲的定时器电路（例如，单稳态触发器（monoflop））。

在图6中描绘的示例中，半导体开关T-₂（例如，MOSFET或BJT）的第一端子经由另一电阻器R₆（可选）而被连接至电阻器R₅与电容器C₃之间的公共电路节点。半导体开关T₂的第二端子被耦合至提供稳定化电压值V_STAB的电压源。然而，还可以使用任何其他电压值作为初始值，例如，V_STAB的百分之90。开关T₂的控制输入（在MOSFET的情况下，栅极；在BJT的情况下，基极端子）被连接至以上提及的定时器电路81。如果定时器单元被实现为单稳态触发器，那么其在特定时间内维持电容C₃处的所定义的电压，从而将滤波器输出初始化为期望初始值。例如，时间延迟单元81可以由上电重置信号触发。该上电重置信号可以在***的上电时可用一次。

图7中示意的示例与图6的前述示例非常类似。仅有的区别是定时器电路81的实现。在本示例中，定时器电路81还响应于触发功率半导体开关6的激活和去激活的驱动器信号S_OUT。在本示例中，定时器电路响应于功率半导体开关6的接通、但仅当开关6已在所定义的时间内关断时触发重新初始化（例如，通过在固定时间段内激活开关T₂）。即，未在开关6的“正常”切换操作期间触发重新初始化。然而，当在所定义的最小时间内暂时暂停（例如，出于调暗目的，参见图10的描述）功率半导体开关6的切换操作时，在开关6的正常切换操作恢复时触发重新初始化。

图6和7中描绘的LED驱动器电路被配置为将跨越滤波器4的电容器C₃的电压（以及因此，将滤波器输出信号V_AVG）钳制至与稳定化参考值V_STAB相对应的值。一般地，这种功能对驱动LED的电路来说不是必要的，但是，然而可以在电路的启动期间以及在调暗操作期间有用，在该调暗操作期间，根据预定义调制方案（例如脉冲宽度调制、Σ-Δ调制等）来重复地接通和关断负载电流。

在图8中，更详细地示出了另一示例性LED驱动器电路。如在前述示例中那样，滤波器4是包括电阻器R₅和电容器C₃的无源RC滤波器。调节器5包括运算放大器51。在其反相输入端子处，运算放大器51接收稳定化参考电压值V_STAB。电阻器R₇被耦合在运算放大器51的非反相输入端子与调节器5的输入端子之间，利用调节器5的该输入端子，调节器5耦合至滤波器4。另一电阻器R₈被耦合在运算放大器51的非反相输入端子和输出端子之间。

在本示例中，电平调整电路7与电平移位器类似地操作。其包括晶体管T₃。晶体管T₃被耦合至调节器5的输出端子。晶体管T₃的负载电流路径被连接在参考电势GND与电阻器R₉之间。另一电阻器R₁₀被耦合在电阻器R₉与正电势V_S的端子之间。在这两个电阻器R₉和R₁₀之间的公共电路节点处抽头出被供给至第一反馈电路的参考信号S_REF。

示例图10示意了与图5c的电路类似的LED驱动器电路。然而，本示例附加地包括调暗能力。出于该目的，可以以与图8中所示的示例中相同的方式实现电平调整电路7。如参照图8所讨论的那样，电平调整电路7根据所定义的特性曲线来对由调节器5生成的参考信号S_REF’（即，控制信号）进行电平移位，在本示例中，该特性曲线依赖于晶体管T₃以及电阻器R₁₀和R₉的特性。如本示例中示意的电平调整电路7可以被视为可控分压器，该可控分压器将输入电压V_S（其在图8的示例中恒定并在本示例中被通断调制）划分为分数电压V_S·(R₉+R_ON)/(R₉+R₁₀+R_ON)，其中，R_ON是晶体管T₃的接通电阻，并因此是由调节器5提供且被供给至晶体管的控制端子（即，在MOSFET的情况下为栅极端子）的参考电压S_REF’的函数。分压器的中间抽头是电平调整电路7的输出电路节点，在该输出电路节点处提供了“电平调整后的”参考信号S_REF，其为由调节器5提供的控制信号S_REF’的双射函数（即，一一对应）。该函数依赖于电阻器R₉和R₁₀的电阻值以及特性曲线。

一般地，由电路7提供的功能是：根据特性曲线来调整由调节器7提供的控制信号S_REF’的电平。图10中所示的可控分压器必须被视为一个简单示例。本领域技术人员将不具有使用差分电路（例如放大器电路等）实现相同或类似功能的困难。在数字实现中，特性曲线可以由存储器中存储的参数来定义或由查找表中的插值来定义。然而，对于低成本应用，数字解决方案可能太复杂且昂贵。

可以通过根据期望占空比（通常被表达为百分比）对被供给至电平调整电路7的输入电压V_S进行通断调制来容易地实现调暗能力。例如，百分之30的占空比需要参考信号S_REF平均在百分之70的时间内关断（例如，处于地电势0V）。出于该目的，提供了生成电平调整电路的输入信号V_S的调制器8。任何类型的调制可以适用，诸如脉冲宽度调制、脉冲频率调制、Σ-Δ调制（也被称为脉冲密度调制）、各种随机调制方案等。应当注意，还可以以与图7中示意的示例不同的方式完成参考信号S_REF的调制。本领域技术人员将不具有使用不同电路实现相同或类似功能的困难。例如，可以使用根据调制后的信号（例如，由调制器8提供）激活和去激活且在其中输入信号V_S恒定的开关将接收参考信号S_REF的比较器输入联结至地电势。

应当注意，在本示例中可以有用地应用图7的示例中所示的滤波器初始化。与功率半导体开关6的切换频率（例如，处于百千赫范围内）相比，调制器8的调制频率通常小得多（例如，直到10千赫）。即，当调暗是活动的时，关断阶段可以相对较长，并且因此，由滤波器4提供的平均负载电流信号V_AVG下降。然而，由滤波器提供的所关注的值是负载电流的接通阶段期间的平均负载电流。为了避免诸如在电路的上电阶段期间看到的效应之类的瞬时效应，每当在开关6在“更长”时段（即，比在调制器8未使参考信号S_REF空白时的“正常”切换操作期间的关断时段更长）内关断之后接通开关6，都将滤波器输出初始化为接近期望平均负载电流信号电平V_AVG的值。出于该目的，初始化单元81（参见图7）忽略在驱动器信号S_OUT中出现的上升沿，除非其在给定最小关断时间内已经为低。该最小关断时间可以被选择为适合于滤波器4的时间常量。

在图11中，示意了可被用作结合图10中示意的示例的调制器8的脉冲宽度调制生成器。在已知LED驱动器中，可以更改被供给至比较器2（参见例如图5a）的参考电压，以调暗LED电流I_LED。然而，该方法通常不精确且依赖于温度。

图11中所示的PWM调制器电路包括锯齿生成器ST和比较器COMP₂。锯齿生成器ST包括第一电流镜像CM₁、第二电流镜像CM₂和比较器COMP₁。电容器C₅被耦合在比较器COMP₁的非反相输入端子和输出端子之间。此外，电容器C₅被耦合至第一电流镜像CM₁，使得利用恒定电流i₁来对电容器C₅进行充电，该恒定电流i₁与电流镜像恒定输入电流i₀成比例（在本示例中，i₁=i₀/10）。晶体管T₄被耦合在比较器COMP₁的非反相比较器输入与参考电势GND的端子之间。晶体管T₄的控制端子（例如，栅极）被耦合至比较器COMP₁的输出。因此，当比较器输出切换至高电平时，经由晶体管T₄来对电容器C_5-进行放电。

电阻器R₁₃被耦合在第二电流镜像CM₂与参考电势GND的端子之间。比较器COMP₁的反相输入端子被连接至电流镜像CM₂和电阻器R₁₃的公共电路节点。另一电阻器R₁₄和另一晶体管T₅的串联电路被并联耦合至电阻器R₁₃。晶体管T₅根据比较器COMP₁的比较器输出信号来接通和关断。在晶体管T₅关断时，由第二电流镜像CM₂提供的恒定电流i₂（在本示例中，i₂=i₀·3）经过电阻器R₁₃，从而造成跨越电阻器R₁₃的电压降V₂=i₂·R₁₃。因此，当跨越电容器的（线性上升的）电压V₁达到阈值电压V₂时，比较器COMP₁从低电平切换至高电平。比较器COMP₁的非反相输入端子提供锯齿生成器的输出信号（锯齿信号），该输出信号与跨越电容器C₅的电压V₁相对应。

借助于该第二比较器COMP₂将外部供给的模拟电压变换为对应的PWM信号V_S。借助于第一电流镜像CM₁将恒定电流i₀转换为电流i₁。例如，这可以是高侧pMOS电流镜像。例如，参考电流i₀可以是10μA。如果使用1:10电流镜像，则i₁的电流值是约1μA。第二电流镜像CM₂生成第二电流i₂。第二电流镜像CM₂可以生成电流i₂，例如，电流i₂是恒定电流i₀的三倍高（i₂=30μA）。然后，该电流i₂经过电阻器R₁₃，从而造成跨越电阻器的电压V₂。

当比较器COMP₁的比较器输出较低时，两个晶体管T₄、T₅不导通（关断）。在该时间段期间，通过电流i₁来对电容C₅进行充电。当跨越电容C₅的电压V₁超过电压V₂时，比较器COMP₁变为活动的并接通这两个晶体管T₄、T₅。晶体管T₄将电容C₅突然放电至值V₂（V₂=i₂·R₁₃·R₁₄·(R₁₃+R₁₄)），这是由于晶体管T₅将电阻R₁₄并联连接至电阻R₁₃。电压V₂降低得比电压V₁更快，这是由于必须经由晶体管T₄的接通电阻来对电容C₅进行放电。关断时间可以由晶体管T4的长宽比来定义。

当电容器电压V₁降低至低于电压V₂时，比较器COMP₁的输出信号返回至低电平并且晶体管T₄、T₅再次变为非导通。由此，再次在比较器COMP₁的反相输入端子处供给电压V₂=i₂·R₁₃，并且电容C₅的充电再次开始。

在该电路内，可以借助于电阻器R₁₃来设置上阈值并借助于电阻器R₁₄（其被并联耦合至电阻器R₁₃）来设置下阈值。

该另一比较器COMP₂在第一输入端子处接收锯齿生成器ST的输出电压，并将其与被供给至第二输入端子的调暗信号S_DIM（即，在本示例中为参考电压V_DIM）进行比较。当锯齿电压达到参考电压V_DIM时，比较器输出进行切换。PWM信号的占空比与参考电压V_DIM成比例。可替换地，参考信号S_DIM可以是具有比锯齿信号的峰值电平更高的接通电平的通断调制后的信号。在这种情况下，调暗信号S_DIM被转发至比较器COMP₂的输出。

尽管详细地描述了示例性实施例及其优势，但是应当理解，在不脱离如所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种改变、替代和更改。在想到变型和应用的上述范围的情况下，应当理解，本发明不受以上描述限制，其也不受附图限制。取而代之，本发明仅由以下权利要求及其合法等同物限定。

为了容易描述，使用诸如“在……之下”、“在……下”、“下”、“在……之上”、“上”等的空间相对术语来解释一个元件相对于第二元件的定位。这些术语意图涵盖除与附图中描绘的那些定向不同的定向以外器件的不同定向。此外，还使用诸如“第一”、“第二”等的术语来描述各种元件、区域、段等，并且这些术语也不意图进行限制。遍及该描述，相似的术语指代相似的元件。

如本文所使用的那样，术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是指示所声明的元件或特征的存在但不排除附加元件或特征的开放式术语。冠词“一”、“一个”和“该”意图包括复数以及单数，除非上下文以其他方式清楚地指示。

Claims (15)

1.一种用于驱动发光二极管的电路，所述电路包括：

第一半导体开关和续流器件，被耦合在提供供给电压的第一供给端子与提供参考电势的第二供给端子之间，所述第一半导体开关响应于驱动器信号；

LED和电感器，被串联耦合在所述第一半导体开关和所述续流器件的公共电路节点与所述第一供给端子或所述第二供给端子之间；

被耦合至所述LED的电流测量电路，所述电流测量电路被配置为提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过所述LED的负载电流；

第一反馈电路，包括通断控制器，所述通断控制器被配置为接收所述负载电流信号和参考信号，将所述负载电流信号与所述参考信号进行比较，并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号；以及

第二反馈电路，被配置为接收所述负载电流信号，确定平均负载电流信号，并依赖于所述平均负载电流信号和参考值来生成被供给至所述第一反馈电路的参考信号。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述第二反馈电路包括：

滤波器，被耦合以接收所述负载电流信号并提供表示平均负载电流的滤波后的信号；以及

调节器，被耦合以接收所述滤波后的信号和作为设置点值的参考值，所述调节器被配置为根据预定义控制法则、依赖于所述参考值与所述滤波后的信号之间的差值来确定控制信号，并根据所述控制信号来生成所述参考信号。

3.根据权利要求2所述的电路，进一步包括电平调整电路，所述电平调整电路被配置为接收所述控制信号，依赖于输入信号来对所述控制信号进行电平调整，并提供所述参考信号。

4.根据权利要求3所述的电路，其中，所述电平调整电路包括放大器。

5.根据权利要求3所述的电路，其中，所述电平调整电路包括具有可控划分比的分压器，所述分压器被耦合以接收输入电压并将所述输入电压的分数提供给所述第一反馈电路作为参考信号，所述可控比响应于由所述调节器提供的控制信号。

6.根据权利要求3所述的电路，其中，所述输入信号是恒定的或者是在零与峰值电平之间调制的。

7.根据权利要求3所述的电路，进一步包括调制器，所述调制器被供给有调暗电平，并被配置为提供根据占空比而具有零电平或所定义的峰值电平的调制后的信号，作为对所述电平调整电路的输入信号。

8.根据权利要求2所述的电路，其中，所述第二反馈电路进一步包括初始化电路，所述初始化电路被配置为响应于下述事件中的至少一项将所述滤波器的输出初始化为处于或接近所述参考值的初始值：所述电路的上电；或者在所定义的最小时间内被去激活之后所述第一半导体开关的激活。

9.根据权利要求8所述的电路，

其中，所述初始化电路包括被耦合至所述滤波器的另一开关和定时器电路；以及

其中，所述开关在被所述定时器电路在所定义的时间段内激活时将所述滤波器的输出连接至具有处于或接近所述参考值的电压电平的初始化电压，从而将所述滤波后的信号初始化为所述电压电平。

10.一种用于驱动LED的LED驱动器，所述LED驱动器同驱动器输出端子与第一供给端子或第二供给端子之间的电感器串联耦合，所述第一供给端子用于运载供给电压，并且所述第二供给端子用于运载参考电势，所述LED驱动器包括：

第一半导体开关和续流器件，被耦合在所述第一供给端子与所述第二供给端子之间，所述第一半导体开关响应于驱动器信号，并且所述第一半导体开关与所述续流器件之间的公共电路节点被连接至输出端子；

电流测量电路，要被耦合至所述LED并提供负载电流信号，所述负载电流信号表示经过所述LED的负载电流；

第一反馈电路，包括通断控制器，所述通断控制器被耦合以接收所述负载电流信号和参考信号，所述通断控制器被配置为将所述负载电流信号与所述参考信号进行比较，并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号；

第二反馈电路，包括滤波器和调节器，

其中，所述滤波器被耦合以接收所述负载电流信号并提供表示平均负载电流的滤波后的信号；以及

其中，所述调节器被耦合以接收所述滤波后的信号和作为设置点值的参考值，所述调节器被配置为根据预定义控制法则、依赖于所述参考值与所述滤波后的信号之间的差值来确定控制信号，并根据所述控制信号来生成所述参考信号。

11.一种用于驱动LED的方法，所述LED被串联耦合至输出端子与第一供给端子或第二供给端子之间的电感器，所述第一供给端子用于运载供给电压，并且所述第二供给端子用于运载参考电势；所述方法包括：

测量经过所述LED的负载电流，从而生成表示所述负载电流的负载电流信号；

根据驱动器信号将所述供给电压或所述参考电势交替地施加至所述输出端子；

将所述负载电流信号与参考信号进行比较并依赖于所述比较来生成所述驱动器信号；

从所述负载电流信号确定平均负载电流信号；以及

依赖于所述平均负载电流信号和参考值来生成所述参考信号。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，确定平均负载电流信号包括：

对所述负载电流信号进行滤波；以及

提供滤波后的信号作为平均负载电流信号。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，确定平均负载电流信号进一步包括：

响应于下述事件中的至少一项将所述滤波后的信号初始化为处于或接近所述参考值的信号值：上电信号的检测；或者在多于所定义的最小时间内已经将所述参考电势施加至所述输出端子之后所述供给电压被施加至所述输出端子的检测。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，生成所述参考信号包括：

确定所述滤波后的信号与所述参考值之间的差值；

根据预定义控制法则、依赖于所述差值来生成控制信号；以及

调整所述控制信号的电平以提供所述参考信号。

15.根据权利要求11所述的方法，其中，生成所述参考信号包括：

根据具有占空比的通断调制后的信号来使所述参考信号空白。

Images