CN103685121A - 多载波***中的频谱泄露抑制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种多载波***中的频谱泄露抑制方法及装置。其中，方法包括：按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声；将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。本发明所公开的技术方案，能够降低计算复杂度、干扰噪声和存储器数量。

Description

多载波***中的频谱泄露抑制方法及装置

技术领域

本申请涉及无线通信技术，尤其涉及一种多载波***中的频谱泄露抑制方法及装置。

背景技术

在多载波***中，特别是正交频分复用（OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing）***，每个子信道的每个子载波上都分配有调制数据，数据信号经过成形滤波后，子信道中所有子载波上的波形旁瓣相互叠加，从而导致很高的频谱泄露，对相邻子信道的传输数据造成较大干扰。

为此，需要对频谱泄露进行抑制，目前的频谱泄露抑制技术分为：预失真技术和无失真技术。由于频谱泄露发生在频域上，因此，频谱泄露抑制技术的出发点主要针对频域的旁瓣抑制。综合来看，在保证一定的复杂度，没有频谱利用率的损失的前提下，预失真技术能够很好的削低旁瓣，其中N-continuous技术的综合性能较为优异。N-continuous技术通过引入平滑噪声，使得相邻符号连续性更强，信号连续性越好其旁瓣就越低，从而降低了频谱泄露，而且该方法对多载波信号的峰均比（PAPR,Peak-to-average-power ratio）影响很小。

目前的N-continuous技术主要是在频域进行频谱泄露的抑制，即将时域信号变换到频域之后，通过在频域施加频域的平滑噪声，使得相邻符号的连续性更强。但这种方法需要将信号由时域转换为频域，并且在频域施加频域的平滑噪声后，平滑噪声是加到整个时域信号上的，即时域内相邻的符号都被引入了噪声。

发明内容

本申请一方面提出了一种多载波***中的频谱泄露抑制方法，另一方面提出了一种多载波***中的频谱泄露抑制装置，用以降低计算复杂度、干扰噪声和存储器数目。

本申请所提出的一种多载波***中的频谱泄露抑制方法，包括：

按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声；

将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。

在本发明的一个实施方式中，所述得到待添加的平滑噪声之前，进一步包括：对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到所述待添加的平滑噪声。

在本发明的一个实施方式中，所述循环保护间隔为循环前缀；

所述约束后的平滑噪声为：

$w_i\left(t\right)={\mathrm{\β}}_0{\hat{w}}_R\left(t\right)+{\mathrm{\β}}_1{\hat{w}}_R^{\left(1\right)}\left(t\right)+...+{\mathrm{\β}}_V{\hat{w}}_R^{\left(V\right)}\left(t\right);$

其中， ${\hat{w}}_R^{\left(v\right)}\left(t\right)=f\left(t\right)w_T^{\left(v\right)}\left(t\right)$ 或者 ${\hat{w}}_R^{\left(v\right)}\left(t\right)={\left[f\left(t\right)w_T\left(t\right)\right]}^{\left(v\right)};$ f(t)是截断窗，当-T_cp≤t<-T_cp+T_smooth时，为选定的窗型，其余范围为零；T_smooth是平滑噪声的持续时间；w_T(t)是构造函数

-T_cp≤t<T_s，该函数与子载波位置和符号周期构造有关，

是w_T(t)的第v阶导数；T_cp为循环前缀的长度，T_s为符号周期； $\mathrm{\&beta;}={\hat{W}}_R^{-1}\mathrm{\&Delta;}{s}_i,$ ${\hat{W}}_R=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{w}}_R(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(2\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(2V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\end{array}\right],$ Δs_i=P_i-1s_i-1-P_is_i，其中P_i-1第v行第n列的元素为

n=0,1,...,N-1，N＝JK，J是过采样倍数，K是子载波个数,P_i第v行第n列的元素是

$K=\{-\frac{K}{2},...,-\mathrm{1,1},...,\frac{K}{2}\}$ 是子载波集合；

所述构造函数w_T(t)的值由信道参数确定，所述平滑噪声的持续时间T_smooth的值根据信道参数和接收端性能需求综合确定。

在本发明的一个实施方式中，所述平滑噪声的持续时间T_smooth小于或等于循环前缀的时间长度；

所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上为：将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号的循环前缀上。

在本发明的一个实施方式中，所述多载波***为子载波不连续的多载波***；

所述按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到待添加的平滑噪声为：对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

在本发明的一个实施方式中，所述将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之后，进一步包括：

对时域信号上添加了平滑噪声的部分进行连续峰值抵消处理；

判断是否达到预设的联合抑制要求，如没有，则返回执行所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上的操作。

在本发明的一个实施方式中，所述将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之前，进一步包括：对未添加循环保护间隔的时域信号进行连续峰值抵消处理。

本申请所提出的一种多载波***中的频谱泄露抑制装置，包括：

平滑噪声构造模块，用于按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声；

平滑噪声添加模块，用于将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。

在本发明的一个实施方式中，所述平滑噪声构造模块在构造平滑噪声多项式后，进一步对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到所述待添加的平滑噪声。

在本发明的一个实施方式中，所述多载波***为子载波不连续的多载波***；

所述平滑噪声构造模块对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

在本发明的一个实施方式中，该装置进一步包括：

局部峰值抵消模块，用于对所述平滑噪声添加模块处理后的时域信号中的添加了平滑噪声的部分进行连续峰值抵消处理；和

抑制要求判断模块，用于判断当前是否达到预设的联合抑制要求，如果没达到，则通知所述平滑噪声添加模块继续执行所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上的操作。

在本发明的一个实施方式中，该装置进一步包括：全局峰值抵消模块，用于在所述平滑噪声添加模块将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之前，对未添加循环保护间隔的时域信号进行连续峰值抵消处理。

可以看出，本申请实施例中，通过按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声，可以使得进行频谱泄露抑制时，无需将信号由时域转换为频域，直接在时域信号上添加该平滑噪声即可，从而减少了时频转换次数，并且时域计算也比频域计算的复杂度低，因此降低了计算的复杂度。

此外，通过利用截断窗对所述平滑噪声的多项式进行干扰约束得到待添加的平滑噪声，可使得待添加的平滑噪声仅施加到添加了循环保护间隔的时域信号的一部分上，从而可降低干扰强度和干扰范围。而且，时域操作所需存储的变换矩阵的数量降低，进行干扰约束后，此数量更低。

此外，通过将SPC和本实施例中的频谱泄露抑制方法联系起来使用，可以使频谱泄露和PAPR实现联合抑制。

附图说明

图1为本发明实施例中多载波***中的频谱泄露抑制方法的示例性流程图。

图2为本发明实施例中干扰约束后的平滑噪声限制在时域信号的循环前缀部分的示意图。

图3为本发明实施例中多载波***中的频谱泄露抑制装置的示例性结构图。

图4为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在OFDM***中的功率谱密度仿真比较图。

图5为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在OFDM***中在高斯信道下的BER仿真比较图。

图6为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在在OFDM***中瑞利信道下的BER仿真比较图。

图7为SPC与原N-continuous的联合抑制方法的模型示意图。

图8为本发明实施例二中SPC和频谱泄露抑制的联合抑制方法的模型示意图。

图9为本发明实施例二中SPC和频谱泄露抑制的联合抑制装置的结构示意图。

图10为两种联合抑制方案在DFT-S-FDMA***下的PAPR抑制的性能曲线仿真比较图（SPC门限为4dB）。

图11为两种联合抑制方案在DFT-S-FDMA***下的频谱泄露抑制的性能曲线仿真比较图（SPC门限为4dB）。

图12为两种联合抑制方案在DFT-S-FDMA***下在不同PAPR抑制门限下的BER性能曲线仿真比较图（没有采用信道编码）。

图13为两种联合抑制方案在DFT-S-FDMA***下的BER性能曲线仿真比较图（采用了码率为0.5的LDPC编码，（*）表示软解调时对噪声进行了精确估计，SPC门限为6dB）。

具体实施方式

本发明实施例中，为了减少时频变换次数，降低计算复杂度，考虑从时域的角度构建平滑噪声，并且为了减少噪声强度，考虑只在时域信号的一部分信号上添加平滑噪声，这样所需存储器数量也降低了。

为使本申请的技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明进一步详细说明。

实施例一：Time-domain N-continuous方法

图1为本发明实施例一中的多载波***中的频谱泄露抑制方法的示例性流程图。如图1所示，该方法包括如下步骤：

步骤101，按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到待添加的平滑噪声。

本实施例中，从时域的角度构建平滑噪声w_i(t)，利用多项式构造法构建的平滑噪声能够很好的改善相邻的第i-1和第i个OFDM符号的连续性，另外通过对构建的多项式利用截断窗截断，可以使平滑噪声仅添加到符号的一部分上，例如，仅在时域信号的循环保护间隔上添加平滑噪声等。

以循环保护间隔为循环前缀的情况为例，添加了约束后的平滑噪声的时域信号中，相邻的第i-1和第i个OFDM符号应是连续的，即应如式(1)所示，满足前V阶导数相等：

$\frac{d^v}{{\mathrm{dt}}^v}{s}_{i-1}\left(t\right){|}_{t=T_s}=\frac{d^v}{{\mathrm{dt}}^v}{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_i\left(t\right){|}_{t=-T_{\mathrm{cp}}}---\left(1\right)$

其中，T_s是符号周期，T_cp是循环前缀长度，v∈{0,1,...,V}是导数阶数，将 ${\stackrel{\&OverBar;}{s}}_i\left(t\right)=s_i\left(t\right)+w_i\left(t\right)$ 代入(1)式得：

$\frac{d^v}{{\mathrm{dt}}^v}{w}_i\left(t\right){|}_{t=-T_{\mathrm{cp}}}=\frac{d^v}{{\mathrm{dt}}^v}{s}_{i-1}\left(t\right){|}_{t=T_s}-\frac{d^v}{{\mathrm{dt}}^v}{s}_i\left(t\right){|}_{t=-T_{\mathrm{cp}}}---\left(2\right)$

其中，平滑噪声w_i(t)具有如下的多项式结构

$w_i\left(t\right)={\mathrm{\&beta;}}_0{\hat{w}}_R\left(t\right)+{\mathrm{\&beta;}}_1{\hat{w}}_R^{\left(1\right)}\left(t\right)+...+{\mathrm{\&beta;}}_V{\hat{w}}_R^{\left(V\right)}\left(t\right)---\left(3\right)$

其中，

f(t)是截断窗，当-T_cp≤t<-T_cp+T_smooth时，为选定的窗型，如矩形窗、布莱克曼窗和汉宁窗等等，其余范围为零；T_smooth是平滑噪声的持续时间，其值可根据信道参数确定；在本发明的其它实施方式中，也可以使得等。w_T(t)是式(4)所示的构造函数

$w_T\left(t\right)=\underset{k\&Element;K}{\mathrm{\&Sigma;}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{k}{T_s}t},$ -T_cp≤t<T_s    (4)

其中，若子载波集合Κ={k₀,...,k_K-1}，则式(4)可以表示为下面的式(4a)

$w_T\left(t\right)=\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;K}}{T_s}t\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{T_s}t\right)}{e}^{\mathrm{j\&pi;}\frac{(k_0+k_{K-1})}{T_s}t},$ -T_cp≤t<T_s    (4a)

若子载波集合

则式(4)可以表示为下面的式(4b)

$w_T\left(t\right)=2\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;K}}{2T_s}t\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{T_s}t\right)}\cos \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{T_s}(\frac{K}{2}+1)t\right),$ -T_cp≤t<T_s，    (4b)

式(4)~式(4b)所示函数与子载波位置和符号周期有关，

是w_T(t)的第v阶导数，β_v是需要求解的加权系数。该构造函数w_T(t)的值可由信道参数确定，所述平滑噪声的持续时间T_smooth的值可根据信道参数和接收端性能需求综合确定。

将式(3)代入式(2)，并且使得相邻符号及其前V阶导数相等，得到：

$\left[\begin{array}{cccc}{\hat{w}}_R(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(2\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(2V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&beta;}}_0\\ {\mathrm{\&beta;}}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{\&beta;}}_V\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{s}_{i-1}\left(T_s\right)-s_i(-T_{\mathrm{cp}})\\ s_{i-1}^{\left(1\right)}\left(T_s\right)-s_i^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ .\\ .\\ .\\ s_{i-1}^{\left(V\right)}\left(T_s\right)-s_i^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\end{array}\right]---\left(5\right)$

将其转化成式(6)所示的矩阵形式：

${\hat{W}}_R\mathrm{\&beta;}=\mathrm{\&Delta;}{s}_i---\left(6\right)$

对于相邻符号在相邻点的差值及其导数差值矢量Δs_i的计算如下:

Δs_i=P_i-1s_i-1-P_is_i    (7)

其中，P_i-1第v行第n列的元素为n=0,1,...,N-1，N=JK，J是过采样倍数，K是子载波个数,P_i第v行第n列的元素是

Κ是子载波集合。

其中，若平滑噪声只加在循环前缀部分，则利用当前信号就可以计算出用于当前差值计算和下一个符号差值计算的数据，而不需要对符号做延时处理。

利用式(6)和式(7)，求得加权值为：

$\mathrm{\&beta;}={\hat{W}}_R^{-1}\mathrm{\&Delta;}{s}_i---\left(8\right)$

最后将求得的加权值代入式(3)得到待添加的平滑噪声。

本实施例中，截断窗的引入很好的控制了平滑噪声带来的干扰强度和干扰范围。其中，当T_smooth=T_cp时，被截断窗约束后的平滑噪声的长度对应循环前缀的长度。

实际应用中，T_smooth的长度限制范围是0<T_smooth≤T_s+T_cp。但本实施例的仿真中将其限制为小于等于循环前缀长度，因为这样可保证限制噪声、降低复杂度和降低存储器数目的同时还能够很好的降低频谱泄露。

步骤102，将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。

本实施例中，以循环保护间隔为循环前缀的情况为例，则T_smooth=T_cp时，待添加的平滑噪声将如图2所示被很好的控制在循环前缀内。

本实施例中的频谱泄露抑制方法，也可以称为时域N-continuous（Time-domainN-continuous）方法。

本实施例中，若不对平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，即式(3)中

时，则平滑噪声会加满整个信号，此时Time-domain N-continuous技术相对于是原N-continuous方法的时域实现。无约束的平滑噪声会带来很大干扰，为了控制噪声，本实施例中对构造函数w_T(t)及其导数做了截断处理（即对平滑噪声的多项式进行了干扰约束），这样就能够控制噪声的影响范围和干扰强度，达到控制干扰的目的。为了平滑相邻的符号，不需要对两个符号相邻部分都引入干扰，只对一个符号引入平滑噪声就能够很好的改善符号间的连续性，所以截断处理可将平滑噪声限制在循环前缀部分，如图2中的灰色曲线所示。这样，一方面可以降低干扰强度和干扰范围，另一方面还可以使得有用数据部分不受干扰影响。

上述Time-domain N-continuous技术即可用于子载波连续的多载波***中，也可用于子载波不连续的多载波***中，如OFDMA、DFT-S-FDMA等。

具体处理时，对于子载波不连续的多载波***，其可以将各子载波簇所在的整个符号作为一个整体来构造平滑噪声，也可以以各子载波簇为单位构造平滑噪声，此时，对于各子载波簇来说，可将符号中该子载波簇之外的子载波位置置0，并利用该符号构造针对该子载波簇的平滑噪声，之后将对应各子载波簇的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。例如，具体到步骤101，可以为：对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

例如，在一个有2个非连续子载波簇的多载波***中，平滑噪声可构造为：

$w_i\left(t\right)=w_{1i}\left(t\right)+w_{2i}\left(t\right)$

$=[{\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{1,0}}{\hat{w}}_{1i,0}\left(t\right)+{\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{1,1}}{\hat{w}}_{1i,0}^{\left(1\right)}\left(t\right)+...+{\mathrm{\&beta;}}_{1,V}{\hat{w}}_{1i,0}^{\left(V\right)}\left(t\right)]+---\left(9\right)$

$[{\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{2,0}}{\hat{w}}_{2i,0}\left(t\right)+{\mathrm{\&beta;}}_{\mathrm{2,1}}{\hat{w}}_{2i,0}^{\left(1\right)}\left(t\right)+...+{\mathrm{\&beta;}}_{2,V}{\hat{w}}_{2i,0}^{\left(V\right)}\left(t\right)]$

对两个子载波簇中的每一个子载波簇运用如步骤101所述的相同处理过程，得到分别针对两个子载波簇的平滑噪声w_1i(t)和w_2i(t)的加权系数，将两个噪声相加后得到该***的平滑噪声。

以上对本发明实施例一中多载波***中的频谱泄露抑制方法进行了详细描述，下面再对本发明实施例一多载波***中的频谱泄露抑制装置进行描述。

图3为本发明实施例一中多载波***中的频谱泄露抑制装置的示例性结构图。如图3所示，该装置包括：平滑噪声构造模块301和平滑噪声添加模块302。

其中，平滑噪声构造模块301用于按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声。进一步地，该平滑噪声构造模块301可在构造平滑噪声多项式后，对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到所述待添加的平滑噪声。

平滑噪声添加模块302用于将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。本实施例中，对于循环保护间隔为循环前缀的情况，约束后的平滑噪声可仅施加在时域信号的循环前缀上。

此外，对于子载波不连续的多载波***，该平滑噪声构造模块301还可以对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

本发明实施例一中，通过按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声，可以使得进行频谱泄露抑制时，无需将信号由时域转换为频域，直接在时域信号上添加该平滑噪声即可，从而减少了时频转换次数，并且时域计算也比频域计算的复杂度低，因此降低了计算的复杂度。此外，通过利用截断窗对所述平滑噪声的多项式进行干扰约束得到待添加的平滑噪声，可使得待添加的平滑噪声仅施加到添加了循环保护间隔的时域信号的一部分上，从而可降低干扰强度和干扰范围。

表1示出了传统N-continuous方法和Time-domain N-continuous方法在OFDM***下的复杂度和所需存储器数目比较：

表1

其中，L表示平滑噪声的长度。由于V＜＜K、K²>VN和N＞＞L，所以Time-domainN-continuous方法比原N-continuous方法复杂度更低，所需存储器数目更少。而且，引入干扰控制后的复杂度更低，所需存储器更少。

下面通过一个仿真示例，对传统N-continuous方法和本申请中的Time-domainN-continuous方法及干扰约束的Time-domain N-continuous方法在复杂度及性能方面进行比较。

具体仿真参数如表2所示：

表2

基于上述仿真参数进行仿真后，可得到如表3所示的复杂度和存储器数目比较表。

表3

从表3中可以看出，Time-domain N-continuous方法相比原N-continuous方法节省了寄存器，降低了计算复杂度，尤其是在干扰约束的方法下效果更加明显。例如：在导数阶数V＝3时，Time-domain N-continuous所需寄存器为原N-continuous方法的17%，计算复杂度为原N-continuous方法的15%左右；在干扰约束的情况下，寄存器为原N-continuous方法的10%，计算复杂度为原N-continuous方法的10%左右。当导数阶数降低时，节省效果更加明显。总之，提出的方法算法复杂度和存储器数目的节省效果可观。

图4为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在OFDM***中的功率谱密度仿真比较图。

从图4可以看出，Time-domain N-continuous能够达到和原N-continuous方法相同的频谱泄露抑制性能，经过干扰约束后的方法抑制性能与原N-continuous方法相差很小，在V=3后开始有性能上的略微损失。

图5为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在OFDM***中在高斯信道下的误码率（BER，Bit-to-Error Ratio）仿真比较图。

从图5中可以看出，没有干扰约束的Time-domain N-continuous方法与原N-continuous方法有相同的BER性能。经过干扰约束后，由于干扰噪声限制在前缀范围内，所以在高斯信道下其BER性能与原信号是相同的。

图6为原N-continuous与Time-domain N-continuous方法及干扰约束下的Time-domain N-continuous方法在OFDM***中在瑞利信道下的BER仿真比较图。

从图6中可以看出，在瑞利信道下的性能所反映的趋势和在高斯信道下是相同的，Time-domain N-continuous方法与原N-continuous方法有相同的BER性能，干扰约束后的信号性能要好于前两种方法。

可见，本发明实施例中提出的方法，从复杂度、存储器数量、BER性能方面都优于原N-continuous方法，同时能够保证很好的频谱泄露抑制效果，而且本发明还提出了在非连续多载波***下的实现方案。

实施例二：SPC与Time-domain N-continuous的联合使用方法

实际应用中，考虑多载波***中还存在一个突出的问题就是高峰均比（PAPR,Peak-to-average-power ratio），峰值抵消方法在很好的抑制PAPR的前提下也会带来很少的频谱泄露，尤其是连续峰值抵消（SPC，serial peak cancellation）方法。为此，本实施例中，将SPC方法和频谱泄露抑制方法联合起来使用。

在将SPC与原N-continuous方法联合使用时，其联合抑制方法的模型如图7所示，即首先对未添加循环保护间隔的整个时域符号做SPC处理，之后将时域信号变换为频域信号，在该频域信号内进行频域的N-continuous处理，然后再将频谱泄露抑制处理后的频域信号转换为时域信号，对转换后的整个时域信号做SPC处理。之后，重复上述将时域信号转换为频域信号，在频域信号内进行频域的N-continuous处理，之后转换为时域信号，在时域信号内进行SPC处理的过程，直至频谱泄露和PAPR的联合抑制性能达到要求。最后再在时域信号上添加循环保护间隔，得到待发送的OFDM符号的发射信号。

基于本发明实施例一中的Time-domain N-continuous方法，本发明实施例二中的SPC和频谱泄露抑制的联合抑制方法的模型如图8所示，即该联合抑制方法首先对未添加循环保护间隔的整个时域符号做SPC处理。然后，添加循环保护间隔（本实施例中以添加循环前缀为例），对添加了循环保护间隔的时域信号进行Time-domain N-continuous处理，由于该方法对引入的平滑噪声的长度进行了干扰约束控制，使得平滑噪声的干扰范围限制在时域信号的一部分上，如图2中灰色曲线所示的循环前缀内，所以后续的SPC处理可以为局部SPC处理（对应图7中的局部SPC模块），即SPC处理只作用在添加了平滑噪声的范围内。最后，重复上述Time-domain N-continuous处理和局部SPC处理的过程至频谱泄露和PAPR的联合抑制性能达到要求，得到待发送的OFDM符号的发射信号。

具体实现时，可预先设置联合抑制要求，如，可设置最大迭代次数。下面给出一个具体实现示例：

假设原信号的第i个符号为s_i(t)，SPC方法中抑制PAPR的抵消噪声为d_i(t)，w_i(t)为Time-domain N-continuous中提高相邻符号连续性的平滑噪声，L_R为SPC的最大迭代次数。

则算法实现的具体步骤可以为：

1）初始化迭代次数l=1；

2）如果l=1，则按式(10)所示对整个符号做SPC处理，之后执行步骤3）；

${\tilde{s}}_i^l\left(t\right)=s_i^{l-1}\left(t\right)+d_i^l\left(t\right),---\left(10\right)$

否则，转到步骤5）；

3）按式(11)所示在循环前缀的前端引入平滑噪声；

${\stackrel{\&OverBar;}{s}}_i^l\left(t\right)=s_i^{l-1}\left(t\right)+d_i^l\left(t\right)+w_i^l\left(t\right),---\left(11\right)$

4）基于（10）式，在平滑噪声范围内运用SPC抑制平滑噪声引起的PAPR回升；

5）l＝l+1；如果l≤L_R，转到步骤3），否则终止处理。

以上对本发明实施例二中的SPC和频谱泄露抑制的联合方法进行详细描述，下面再对本发明实施例中，SPC和频谱泄露抑制的联合抑制装置进行详细描述。

图9为本发明实施例二中SPC和频谱泄露抑制的联合抑制装置的结构示意图。如图9所示，该装置在图3所示装置的基础上进一步包括：全局峰值抵消模块901、局部峰值抵消模块902和抑制要求判断模块903。

其中，全局峰值抵消模块901用于在所述平滑噪声添加模块302将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之前，对未添加循环保护间隔的时域信号进行连续峰值抵消处理。

局部峰值抵消模块902用于对所述平滑噪声添加模块302处理后的时域信号中的添加了平滑噪声的部分进行连续峰值抵消处理。

抑制要求判断模块903用于判断当前是否达到预设的联合抑制要求，如果没达到，则通知所述平滑噪声添加模块302继续执行所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上的操作；如果达到，则结束。

本实施例中，在全局峰值抵消模块901与平滑噪声添加模块302之间可进一步包括：循环保护间隔添加模块904，用于对连续峰值抵消处理后的时域信号添加循环保护间隔。

可以看出，进行迭代处理时传统联合抑制方案比本申请实施例二中提出的联合抑制方案多两次FFT/IFFT运算，另外付出了更多的SPC运算。此外，Time-domainN-continuous本身的运算量比原N-continuous要低很多，所以本申请实施例二中提出的联合抑制方案与传统联合抑制方案相比，能够大大节省运算量。

下面通过一个仿真示例，对传统联合抑制方案和本申请中的联合抑制方案在复杂度及性能方面进行比较。

具体仿真参数如表4所示：

表4

基于上述仿真参数进行仿真后，可得到如表5所示的复杂度比较表。

表5

从表5中可以清楚看出，本申请实施例二中提出的联合抑制方案与传统联合抑制方案相比，在节省复杂度上具有较大的优势。

下面比较两种联合抑制方案在PAPR抑制和频谱泄露抑制性能方面，以及对***误码率（BER，Bit-to-Error Ratio）性能的影响上进行仿真对比。

图10为两种联合抑制方案的PAPR抑制的性能曲线仿真比较图（SPC门限为4dB）。图中的传统模型对应传统联合抑制方案，图中的提出模型对应本申请联合抑制方案，下图同。

从图10中可以看出，本申请的联合抑制方案的PAPR抑制性能能够达到和传统联合抑制方案相同的效果，且与信号单独进行SPC处理的PAPR抑制性能相当，说明提出的联合抑制方案能够很好的抑制PAPR。

图11为两种联合抑制方案的频谱泄露抑制的性能曲线仿真比较图（SPC门限为4dB）。

从图11中可以看出，两种方案都能够很好的抑制频谱泄露，同时抑制性能基本一致。

图12为两种联合抑制方案在不同PAPR抑制门限下的BER性能曲线仿真比较图（没有采用信道编码）。图13为两种联合抑制方案的BER性能曲线仿真比较图（采用了码率为0.5的LDPC编码，（*）表示软解调时对噪声进行了精确估计，SPC门限为6dB）。

可以看出，图12中信号没有采用信道编码，对比了在门限分别为4dB和6dB下的BER性能，无论在哪个门限下，本申请联合抑制方案的BER性能要远优于传统联合抑制方案。这是因为本申请联合抑制方案除了在第一次SPC处理时对整个符号引入平滑噪声外，后续处理的平滑噪声都限制在时域信号的一部分，如循环前缀部分，虽然这一定程度上破坏了信号的循环性，但是该部分的干扰较小，造成的信干比损失不大，损失主要是第一次的SPC处理带来的。传统的联合抑制方案每次迭代处理都要对整个信号进行处理，虽然保证了信号的循环性，然而引入的干扰大，从而严重恶化了***的BER性能。图13是在门限为6dB时，采用1/2码率的LDPC编码后的两种方法性能对比。软解调时，没有对噪声功率进行精确估计的情况下，传统联合抑制方案由于干扰过大，导致解码时错误传播，使得信号误码率升高，而本申请联合抑制方案本身干扰小，使得接收端能够较准确的判决信号。引入对噪声的精确估计后，本申请联合抑制方案的性能仍然远优于传统联合抑制方案，主要原因仍然是后者引入了过多的噪声。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种多载波***中的频谱泄露抑制方法，其特征在于，包括：

按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声；

将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述得到待添加的平滑噪声之前，进一步包括：对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到所述待添加的平滑噪声。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述循环保护间隔为循环前缀；

所述约束后的平滑噪声为：

$w_i\left(t\right)={\mathrm{\&beta;}}_0{\hat{w}}_R\left(t\right)+{\mathrm{\&beta;}}_1{\hat{w}}_R^{\left(1\right)}\left(t\right)+...+{\mathrm{\&beta;}}_V{\hat{w}}_R^{\left(V\right)}\left(t\right);$

其中， ${\hat{w}}_R^{\left(v\right)}\left(t\right)=f\left(t\right)w_T^{\left(v\right)}\left(t\right)$ 或者 ${\hat{w}}_R^{\left(v\right)}\left(t\right)={\left[f\left(t\right)w_T\left(t\right)\right]}^{\left(v\right)};$ f(t)是截断窗，当-T_cp≤t<-T_cp+T_smooth时，为选定的窗型，其余范围为零；T_smooth是平滑噪声的持续时间；w_T(t)是构造函数

-T_cp≤t<T_s，该构造函数与子载波位置和符号周期构造有关，

是w_T(t)的第v阶导数；T_cp为循环前缀的长度，T_s为符号周期；

$\mathrm{\&beta;}={\hat{W}}_R^{-1}\mathrm{\&Delta;}{s}_i,$ ${\hat{W}}_R=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{w}}_R(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ {\hat{w}}_R^{\left(1\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{\left(2\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ .& .& & .\\ {\hat{w}}_R^{\left(V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})& {\hat{w}}_R^{(V+1)}(-T_{\mathrm{cp}})& ...& {\hat{w}}_R^{\left(2V\right)}(-T_{\mathrm{cp}})\end{array}\right],$ Δs_i=P_i-1s_i-1-P_is_i，其中P_i-1第v行第n列的元素为n=0,1,...,N-1，N＝JK，J是过采样倍数，K是子载波个数,P_i第v行第n列的元素是 $K=\{-\frac{K}{2},...,-\mathrm{1,1},...,\frac{K}{2}\}$ 是子载波集合；

所述构造函数w_T(t)的值由信道参数确定，所述平滑噪声的持续时间T_smooth的值根据信道参数和接收端性能需求综合确定。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述平滑噪声的持续时间满足范围0≤T_smooth≤T_s+T_cp。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述平滑噪声的持续时间T_smooth小于或等于循环前缀的时间长度；

所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上为：将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号的循环前缀上。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述多载波***为子载波不连续的多载波***；

所述按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到待添加的平滑噪声为：对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于，所述将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之后，进一步包括：

对时域信号上添加了平滑噪声的部分进行连续峰值抵消处理；

判断是否达到预设的联合抑制要求，如没有，则返回执行所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上的操作。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之前，进一步包括：对未添加循环保护间隔的时域信号进行连续峰值抵消处理。

9.一种多载波***中的频谱泄露抑制装置，其特征在于，包括：

平滑噪声构造模块，用于按照使相邻符号连续的原则构造在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，得到待添加的平滑噪声；

平滑噪声添加模块，用于将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述平滑噪声构造模块在构造平滑噪声多项式后，进一步对所述平滑噪声的多项式利用截断窗进行干扰约束，得到所述待添加的平滑噪声。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述多载波***为子载波不连续的多载波***；

所述平滑噪声构造模块对每个子载波簇，按照使相邻符号连续的原则构造对应所述子载波簇的在时域信号内添加的平滑噪声的多项式，并对对应每个子载波簇的平滑噪声的多项式分别利用截断窗进行干扰约束，得到对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声，将对应各个子载波簇的约束后的平滑噪声相加，得到待添加的平滑噪声。

12.根据权利要求9至11中任一项所述的装置，其特征在于，该装置进一步包括：

局部峰值抵消模块，用于对所述平滑噪声添加模块处理后的时域信号中的添加了平滑噪声的部分进行连续峰值抵消处理；和

抑制要求判断模块，用于判断当前是否达到预设的联合抑制要求，如果没达到，则通知所述平滑噪声添加模块继续执行所述将待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上的操作。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，该装置进一步包括：全局峰值抵消模块，用于在所述平滑噪声添加模块将所述待添加的平滑噪声施加到添加了循环保护间隔的时域信号上之前，对未添加循环保护间隔的时域信号进行连续峰值抵消处理。

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