CN103683787B - Dc电机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有大量相的dc电机。该机器包括转子（8）和定子组装件（6）。转子（8）具有Np个旋转场磁极。定子（6）具有Ns个绕组槽，其中Ns/Np是非整数比值。定子绕组包括接收在绕组槽中的多个线圈（4），并且定义多个定子相。功率电子开关组装件包括能够连接到外部设备和多个开关模块（2）的第一和第二dc负载端子。每个开关模块（2）包括功率电子装置并连接到相应的定子线圈。第一比例的开关模块（2）一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间，以及第二比例的开关模块一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间以定义两个并联dc电路。

Description

DC电机

技术领域

本发明涉及dc电机，以及具体地来说涉及具有高转矩密度和高功率密度的机器，其高效且可靠，并且易于安装和投入运行。

背景技术

Dc旋转电机典型地包括被绕线定子包围的转子。使用连接换向器与扇形铜片的转子和固定的电刷装置以基于转子的角度位置来控制转子绕组中的电流换向。电刷换向的dc电机众所周知能够具有高气隙剪切应力，但是它们的实际转矩密度性能受限于电刷换向过程。固定电刷装置和旋转换向器将电机的dc端子电压转换成多相ac电压，其在电枢绕组内在一定方向上和以一定速度旋转，从而使得电枢磁动势（mmf）基本固定且与场磁极正交对齐。由此，转子mmf和定子场空间谐波谱基本同步，从而有助于平均轴转矩。这是转子与定子空间谐波之间的接近理想的关系，其允许电刷换向的dc电机的气隙圆周大部分以高气隙剪切应力工作。

但是，dc电机的电刷换向过程复杂且具有某些局限。

使用电枢线圈电压来促成电枢电流换向。这意味着电刷位置必须设为到引出的换向器片段缺口（segment break）与电刷的尾边缘接触的时间时允许有足够的时间使电流减小到低水平以避免起弧（所说的“欠换向”），并且还避免到引出的换向器片缺口与电刷的尾边缘接触的时间时的电流减小以及随后的电流逆转的时间过长，以避免起弧（所说的“过换向”）。欠换向和过换向起弧模式通常都是破坏性的。

最重要的要求是，引出的换向器片缺口与电刷的尾边缘接触后即刻的换向器片之间的电压必须足够低以避免击穿。还有最重要的要求是，电刷电流密度必须低以便于避免过多发热、功率损耗和持续性起弧击穿的风险。

在最基本电刷换向的dc电机中，电刷换向的定时是关键，并且是严重的性能局限，这是因为理想的电刷角度位置随电枢电流和速度两者而改变，即，对于电刷装置，不存在单个理想角度位置。因此，要接受的是，在此类dc电机中，某些换向器起弧是不可避免的。但是，在大的dc电机中，可以通过使用整流极（或换向极）来缓解起弧和击穿的风险，整流极（或换向极）用于响应电枢电流的变化而使场位置偏移。

由此，旋转换向器和固定电刷装置往往很大且复杂。而且，整流极占据电机内的空间，此空间本来可以以其他方式用于增加总气隙通量和转矩密度。这意味着给定的峰值气隙剪切应力的转矩密度相对较低。电刷换向的dc电机固有地为低电压机器，例如小于1 kV。

可以使用负载换向逆变器（LCI）来克服电刷换向的一些问题。在使用LCI的电机中，由通常并入无刷励磁的转子绕组产生场。电枢绕组位于定子中，并通常使用三相或六相。静态频率变流器替代电刷换向器。可以在远处设置以低切换频率工作的基本自然换向的功率变流器。此类电机具有提高的转矩密度和高效率，但是众所周知地产生非期望的转矩脉动。它们还不能采用上文描述的转子与定子空间谐波之间接近理想的关系。因此，该平均气隙剪切应力通常小于电刷换向的dc电机的平均气隙剪切应力。但是，使用LCI的电机的一个优点在于，可能具有更高的线电压额定值，例如高达11 kV。

更成熟的静态频率变流器已被使用，以允许LCI的转矩脉动被基本消除，但是这些变流器复杂且欠效率。随着线电压额定值提高，此类变流器变得越加地复杂，并且特别是对于其额定高于6.6 kV的情况下。

电子换向的无刷dc电机是众所周知的。GB 2117580公开一种无刷dc电机，其采用电子开关电路，这种电子开关电路使用电枢线圈电压来产生晶闸管的自然换向。其他无刷dc电机使用辅助功率电路，如GB 2431528中公开的那些辅助功率电路来通过晶闸管逆向恢复促成强制性换向。使用半导体功率装置已经优于这些电子换向器，半导体功率装置能够通过门控制，例如门极可关断晶闸管（GTO）来导通和关断。在授予本申请人的EP 1798847中描述了此类电子换向器。电子换向的电机的可能缺点在于，它们固有性地不适于高电压dc工作，这是因为使用串联连接半导体功率装置以及隔离高电压ac应力的电枢绕组的主壁是必要的 – 注意电枢绝缘中的主要电压应力是ac，这是因为电枢绕组中的每个端子依次连接到正和负dc端子。

EP 2403111描述了一种具有转子和定子的风力涡轮发电机。该定子具有多个定子线圈，每个线圈连接到二极管整流器。提供一种发电机-公用设施电网接口，其中将二极管整流器分配到公用设施电网的每个相。

发明内容

本发明提供一种dc电机（例如，电动机或发电机），其包括：

具有Np个旋转场磁极的转子；

具有Ns个绕组槽的电枢（通常采用定子组装件的形式），其中Ns/Np是非整数比值；

具有接收在绕组槽中的多个线圈的电枢绕组，所述电枢绕组定义多个电枢相；以及

功率电子开关组装件，其包括：

第一dc负载端子；

第二dc负载端子；以及

多个开关模块，每个开关模块具有两个ac端子和两个dc端子并且包括功率电子装置；

其中每个线圈连接到相应开关模块的ac端子；以及

其中第一比例的开关模块使得它们的dc端子一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间以及第二比例的开关模块使得它们的dc端子一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间以定义两个并联的dc电路。

Ns/Np的非整数比值可以表示为n±δ，其中n是整数，以及δ可以依据电机的物理设计和构造所确定的游标移位（vernier shift）来定义。

更具体地来说，在必须具有相对高数量磁极（例如，Np>80）以便将定子护铁中的通量密度减到最小的大直径低速机器中，最方便地通过相对于给定槽数常规电机中将常见的并且将提供Ns/Np的整数比值的磁极数量增加或减少磁极数量来提供游标移位。例如，如果要求具有Ns/Np=3的常规电机具有360个槽（Ns=360），则它将具有120个磁极（Np=120）。根据此方法，游标移位可以表示为与常规电机比较时转子圆周上的±2m个磁极，其中m是整数，因此最小可能游标移位是转子圆周上的±2个磁极。或者换言之，对于给定数量的槽，转子将具有比将在常规电机中常见的总磁极数多2或少2个的总磁极数。在上文给定360个槽的示例中，则具有m=1的最小值的本发明电机将具有118或122个磁极（Np=118或Np=122），这对应于Ns/Np=3.05或Ns/Np=2.95以及δ=0.05。本方法的原则好处在于，其允许保留现有的定子叠片冲孔和线圈的常规设计（可以使用单层或两层线圈）。将容易地认识到，转子在此过程中不会遭到任何代价（penalty），因为此类大机器的转子通常具有定制的设计。本方法等效地可应用于具有每个磁极相对较小槽数的其他大且高磁极数的机器。例如，制造Ns/Np=5±δ（即，其中n=5）的电机将是可能的，虽然每个磁极使用标称5个槽将并不常见。

在具有相对较少磁极（例如，Np < 16）且每个磁极的槽数相对较高（例如，9<Ns/Np<15）的较小机器的情况中，根据上文本发明方法的最小游标移位可能过于粗略，并且在此情况中，它等效地可应用于使用备选方法通过相对于给定磁极数常规电机中将常见的并且将提供Ns/Np的整数比值的槽数增加或减少电枢槽的数量Ns，来实现期望的游标移位。根据此备选方法，游标移位可以表示为与常规电机比较时电枢圆周上的±2q个磁极，其中q是整数，因此最小可能游标移位是电枢圆周上的±2个磁极。Ns的一些结果值将排斥采用单层线圈的电枢绕组的使用，但因为该备选方法针对较小的机器，所以使用能够容纳在任何常规槽数中的两层线圈是可能的。还有，如果电枢中提供离散的槽，而相反每个线圈缠绕电枢齿（即，与齿为中心的绕组），则若Nt是齿的数量，则对于所有实际目的，Nt=Ns，并且可以是任何便利的数量。

磁极通常均等地围绕转子圆周分布，并且游标移位围绕电机的圆周或电枢是一致的。这意味着游标移位使得本发明的电机具有相对较高数量的电枢相。

具有每个磁极整数或非整数的槽数的常规电机具有互连以在引出端子提供三个相的多个内部电枢相（其通用要求是在ac域中串联连接其基本电压不同相的线圈）。在具有所说的“分数槽绕组”的常规机器，即具有每个磁极非整数的槽数的常规机器的情况中，强制要求在ac域中串联连接其基本电压不同相的线圈。更具体地来说，与每两个磁极距的转子旋转同步地重复常规电机的内部相序列。在具有分数槽绕组的常规机器的情况中，虽然与每两个磁极距同步重复内部相序列，但是在两个磁极距的空间内，内部相电压可以是不平衡的，并且引出端子处的相平衡仅通过将在ac域中多对磁极距上延伸的线圈组串联连接来实现。再者，使用常规ac域互连的分数槽绕组排斥单层线圈的使用。但是，本发明的电机可以具有与Ns一样多的电枢相（即，P=Ns），因为连续磁极距中的相序列按根据游标移位的量值和极性的速率前进或后退 – 正的游标移位促成前进的相序列以及负游标移位促成后退的相序列。这意味着，鉴于常规机器中的相序列按有规律和紧密分隔的间隔围绕电枢圆周重复并按与转子相同的方向和相同的速度来旋转，本发明的电机具有这样的相序列，其中围绕电枢圆周为宽分隔的间隔的电枢线圈与电相序列相邻，并且此相序列可以按与转子相同或相反的方向以及不同的速度旋转。电枢相的数量还取决于电枢线圈的拓扑。例如，对于给定转子拓扑，采用单层线圈的电枢将具有采用两层线圈的相当的电枢的电枢相数一半的数量。

下文描述假定电机设计成提供最大数量的相。但是，根据磁极的数量，例如设计具有比最大相数少的电机在技术上是可能的。为此原因，下文描述将理解为说明性的，并且根据本发明的电机不限于具有指示的相数P。在使用第一方法来实现上文描述的表示为与常规电机比较时的转子圆周上±2m个磁极的游标移位的情况中，当将单层线圈与偶数数量的槽一起使用时，则P=Ns/4m，以及当将两层线圈与偶数数量的槽一起使用时，则P=Ns/2m。当使用第二方法来实现上文描述的游标移位时，在将单层线圈与槽数Ns一起使用以使Ns/4为整数时，则P=Ns/4，以及将两层线圈与偶数数量的槽一起使用时，则P=Ns/2。在电枢具有奇数数量的槽的情况中，则P=Ns，以及必须使用，无论是两层线圈还是齿线圈。

如果对于其中Ns=360以及Np=118或Np=122，其中通过选择m=1将游标移位设为δ的最大值，以及其中以两层线圈缠绕电枢的示例考虑第一方法，则无论游标移位的极性，本发明的电机将具有180个有效电枢相（P=180）。更精确地来说，该电枢将具有带2º电相间隔的第一组180个线圈和与第一组的线圈反相的带2º电相间隔的第二组180个线圈 – 这是业界标准约定，将线圈和反相线圈考虑为单个有效电枢相内的两个元件。但是，如果电枢以单层线圈缠绕，则无论游标移位的极性，本发明的电机将具有90个有效电枢相（P=90）。更精确地来说，该电枢将具有带4º电相间隔的第一组90个线圈和与第一组的线圈反相的带4º电相间隔的第二组90个线圈。当在m=2（即，Np=116或Np=124）的情况中考虑该示例的派生时，则具体取决于使用两层还是单层线圈，电机将具有分别带4º或8º电相间隔的90个或45个电枢相。在其中电枢具有带采用两层线圈或以齿为中心的绕组的奇数数量的槽的情况中，则电枢将具有360个电枢相（P=360），或更具体地来说，具有带1º电相间隔的单个组360个线圈。在其中电枢具有带采用以齿为中心的绕组的偶数数量的槽（和齿）的情况中，则电枢将具有180个相（P=180），或更具体地来说，电枢将具有带2º电相间隔的第一组180个线圈和与第一组的线圈反相的带2º电相间隔的第二组180个线圈。

游标移位的量值还影响通过功率电子开关组装件的开关模块能够将线圈互连的方式以及控制开关模块的方式。除了其中电机具有奇数数量的线圈和奇数数量的电枢相的情况的以外，本发明的电机将具有每个电枢相中偶数数量的线圈以及在特定电枢相中的每个线圈的开路电压波形的模量是大约相等的，以及为了在相等且理想的电磁条件下操作每个线圈，优选为使分别连接到该特定电枢相内的线圈的每个开关模块中的开关事件基本同时地执行。换言之，电机的特定电枢相内的所有线圈优选地基本以相同的功率因子和谐波结构工作。因此，结论是如上文描述具有第一和第二组线圈的电机应该按如下方式工作，其中任何特定线圈中的开关事件被围绕电枢180机械度位移的线圈中的反相开关事件反映，以使两个开关事件在连接到电枢组装件的直径方面相对侧的线圈的两个单独开关模块中基本同时发生。相似地，具有第一、第二、第三和第四组线圈的电机必须按如下方式工作，其中任何特定线圈中的开关事件被围绕电枢180机械度位移的线圈的线圈中的同一的开关事件反映以及被围绕电枢90和270机械度位移的线圈中的两个同一反相开关事件反映，以使四个开关事件在连接到围绕电枢组装件均等分隔的线圈的四个单独开关模块中基本同时发生。可以采用任何便利数量的线圈组和对应的同时开关事件，但是将容易理解的是，重要的目的在于采用最大数量的电枢相，同时简化线圈的dc域互连，以及为此原因，将因此常常优选为电机具有最小数量的线圈组和同时的开关事件。

可以使用任何便利形式的常规线圈，但是将它们一起串联连接在dc域中（即，开关模块的dc端子侧）以定义至少两个并行dc电路。它们优选地在ac域中不连接在一起。每个线圈优选地具有连接到控制该线圈电流的对应开关模块的ac端子的ac端子。将容易地认识到，可以将线圈均匀地按大约但非精确地每个磁极n个槽来附设。在通用布置中，则n=3，但是对于电机来说每个磁极具有其他数量的槽是可能的，正如上文提到的。虽然在ac域中将线圈连接在一起不是首选，但是这仍保持技术上的可能性，仍视为在本发明的范围内。因此应该将开关模块（或其H桥 – 参见下文）连接到线圈的任何引述理解为不排斥根据机器设计连接到两个或更多个线圈的选择。例如，在具有四的倍数个线圈的机器中，在ac域中将物理上相邻或至少位置紧密的成对线圈串联连接以及将每对线圈连接到单个开关模块在技术上将是可能的。如本文其他地方描述的，然后将开关模块的dc端子互连。与将每个开关模块连接到仅单个线圈的机器相比，这种机器将具有电枢相的数量的一半，以及开关模块的数量的一半。这种线圈的ac互连将导致线圈电压的相叠加。相应地，两个串联连接的线圈的电压的叠加基本分量将小于单个线圈的电压的基本分量的两倍。机器设计人员将必须考虑在ac域中将每个开关模块连接到两个或更多个线圈所导致的输出电压减小的缺点，并针对具有更少组件和更低复杂性的功率电子开关组装件的优点进行平衡。

正如上文提到的，线圈可以是两层线圈（例如，常规菱形线圈），其中Ns个线圈被接收在绕组槽中，并定义最大Ns/2个电枢相，例如当使用游标移位的第一方法时，其中m=1。一个例外是，当Ns个线圈接收在绕组槽中并定义最大Ns个电枢相时在Ns是奇数时其中m=1。作为备选，线圈可以是单层线圈，其中Ns/2个线圈被接收在绕组槽中，并定义最大Ns/4个电枢相，例如当使用游标移位的第一方法时，其中m=1。作为又一个备选，线圈可以采用以齿为中心的绕组的形式，其中每个线圈围绕着电枢齿缠绕。此类布置将具有Ns个线圈，其当Ns是奇数时定义最大Ns个电枢相，以及当Ns是偶数时，定义最大Ns/2个电枢相。

电机的功率电子开关组装件具有可连接到外部设备的至少第一和第二dc负载端子。例如，单通道机器具有正dc负载端子和负dc负载端子，而双通道机器具有能够并联连接到外部设备的一对正dc负载端子和一对负dc负载端子。实际中，可以将功率电子开关组装件划分成偶数个分段，每个分段具有一个或多个开关模块和第一和第二本地dc端子，例如本地正dc端子和本地负dc端子。多个分段的第一和第二本地dc端子可以彼此互连以及与功率电子开关组装件的第一和第二dc负载端子互连以将这些分段互连。虽然功率电子开关组装件的相应本地dc端子优选地围绕电枢圆周按规则间隔设置，如下文更详细的描述，但是可以将dc负载端子共同设在适合的端子封装内以利于将电机容易地连接到外部设备。

下文参考图14A至14D描述一些特定布置，其中功率电子开关组装件的个体的开关模块由方框示意性表示。图14A至14D的每个包括上方图和下方图，上方图示出功率电子开关组装件的开关模块和相应分段的本地dc端子如何在物理上围绕电枢或定子组装件的圆周布置，以及下方图以示意方式图示出开关模块如何互连。为了简明，限制了每个分段的开关模块的数量。

在图14A和图14B所示的第一布置中，电机具有正dc负载端子DC+和负dc负载端子DC-。功率电子开关组装件的开关模块定义两个并联dc电路。更具体地来说，将第一比例（例如对于对称dc电路和偶数个电枢相为50%（即，图14A）或对于非对称dc电路和奇数个电枢相为A%（即，图14B））的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第一dc电路，以及将第二比例（例如，对于对称dc电路为50%或对于非对称dc电路为B%=(100-A%)）的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第二dc电路。功率电子开关组装件因此被划分成两个分段，每个分段对应于dc电路。第一和第二分段的本地正dc端子Seg1+和Seg2+分别彼此紧邻布设，并且彼此互连以及互连到正dc负载端子DC+。相似地，第一和第二分段的本地负dc端子Seg1-和Seg2-分别彼此紧邻布设，并且彼此互连以及互连到负dc负载端子DC-。因此，将容易地认识到，在第一布置中，功率电子开关组装件包括总计4个本地dc端子，其定义2个互连的对。互连的对的其中一个连接到正dc负载端子DC+，以及互连的对的另一个连接到负dc负载端子DC-。本地dc端子的互连的对的其中一个可以定义电枢的圆周基准线，以及在基准线的相对侧（例如，顺时针和反时针侧）上的并联dc电路中产生的电压的量值和极性优选地基本平衡。每个分段的个体的本地dc端子可以间隔基本180机械度来布设，如图14A和图14B所示。可以相似地将本地dc端子的互连的对间隔基本180机械度来布设。

在图14C所示的第二布置中，电机具有正dc负载端子DC+和负dc负载端子DC-。功率电子开关组装件的开关模块定义四个并联dc电路。更具体地来说，将第一比例（例如，对于对称dc电路和偶数个电枢相为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第一dc电路，将第二比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第二dc电路，将第三比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第三dc电路，以及将第四比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在dc负载端子之间延伸的第四dc电路。因此，功率电子开关组装件划分成4个分段，每个分段对应于dc电路。第一和第二分段的本地负dc端子Seg1-和Seg2-分别彼此紧邻布设并且彼此互连，并互连到负dc负载端子DC-。第二和第三分段的本地正dc端子Seg2+和Seg3+分别彼此紧邻布设并且彼此互连，并互连到正dc负载端子DC+。第三和第四分段的本地负dc端子Seg3-和Seg4-分别彼此紧邻布设并且彼此互连，并互连到负dc负载端子DC-。第四和第一分段的本地正dc端子Seg4+和Seg1+分别彼此紧邻布设并且彼此互连，并互连到正dc负载端子DC+。因此，将容易地认识到在第二布置中，功率电子开关组装件包括总计8个本地dc端子，其定义4个互连的对。这些互连的对的其中两个连接到正dc负载端子DC+，以及互连的对的其中两个连接到负dc负载端子DC-。本地dc端子的这些互连的对其中之一可以定义电枢的圆周基准线和基准线的相对侧（例如，顺时针和逆时针侧）上的并联dc电路中产生的电压的量值和极性优选地得以基本平衡。每个分段的个体的本地dc端子可以间隔基本90机械度来布设，如图14C所示。可以相似地将本地dc端子的互连的对间隔基本90机械度来布设。更具体的来说，可以相似地将连接到正dc负载端子的本地dc端子的两个互连的对间隔基本180机械度来布设，同时可以相似地将连接到负dc负载端子的本地dc端子的两个互连的对间隔基本180机械度来布设。

在图14D所示的第三布置中，那时该电机是双通道机器，其中具有正dc负载端子DC1+和DC2+以及负dc负载端子DC1-和DC2-。功率电子开关组装件的开关模块定义4个并联dc电路。更具体地来说，将第一比例（例如，对于对称dc电路和偶数个电枢相为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在第一和第二dc负载端子DC1+和DC1-之间延伸的第一dc电路，将第二比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在第一和第二dc负载端子DC1+和DC1-之间延伸的第二dc电路，将第三比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在第三和第四dc负载端子DC2+和DC2-之间延伸的第三dc电路，以及将第四比例（例如，对于对称dc电路为25%）的开关模块串联连接在一起以定义在第三和第四dc负载端子DC2+和DC2-之间延伸的第四dc电路。因此，功率电子开关组装件划分成4个分段，每个分段对应于dc电路。第一和第二分段的本地负dc端子Seg1-和Seg2-分别彼此紧邻布设，但是它们不互连到彼此。第二和第三分段的本地正dc端子Seg2+和Seg3+分别彼此紧邻布设，但是它们彼此不互连。第三和第四分段的本地负dc端子Seg3-和Seg4-分别彼此紧邻布设，但是它们彼此不互连。第四和第一分段的本地正dc端子Seg4+和Seg1+分别彼此紧邻布设，但是它们彼此不互连。第一和第三分段的本地正dc端子Seg1+和Seg3+分别彼此互连，并互连到第一dc负载端子DC1+。第一和第三分段的本地负dc端子Seg1-和Seg3-分别彼此互连，并互连到第二dc负载端子DC1-。第二和第四分段的本地正dc端子Seg2+和Seg4+分别彼此互连，并互连到第三dc负载端子DC2+。第二和第四分段的本地负dc端子Seg2-和Seg4-分别彼此互连，并互连到第四dc负载端子DC2-。因此，将容易地认识到在第三布置中，功率电子开关组装件包括总计8个本地dc端子，其定义4个互连的对。每个分段的个体的本地dc端子可以间隔基本90机械度布设，如图14D所示。但是，不同于第一和第二布置中那样，定义每个互连的对的本地dc端子不彼此紧邻布设，而是间隔基本180机械度来布设。本地dc端子的这些紧邻但不互连的对其中之一可以定义电枢的圆周基准线和基准线的相对侧（例如，顺时针和逆时针侧）上的并联dc电路中产生的电压的量值和极性优选地得以基本平衡。更具体的来说，此平衡优选地基本独立于双通道布置的相应通道来实现，因为并联连接的分段Seg1和Seg3间隔基本180机械度来布设，以及并联连接的分段Seg2和Seg4间隔基本180机械度来布设。

一般来说，可以将基准线设在围绕电枢圆周与形成功率电子开关组装件的dc电路或分段的其中之一的串联连接的开关模块串的物理开始或结束处的本地dc端子基本一致的任何位置。当每个dc电路采用相等数量的线圈时或利用奇数个相且相的数量很大时，在此基准线的任一侧上产生的电压将基本平衡，而不管并联dc电路或通道的数量。

具有对称dc电路的第一布置可以视为“基准”布置，其具有平均dc电压Vdc=1pu和dc负载端子电流Idc=1pu。通过比较，对于第二布置Vdc=0.5pu和Idc=2pu和对于第三布置Vdc=0.5pu和Idc=2pu，当机器定义为双通道机器，其中两个通道实际由外部设备并联连接时，每个通道具有额定值Vdc=0.5pu和Idc=1pu。虽然一般不是首选且未示出，但是第三布置的两个通道在原理上能够通过将第二dc负载端子DC1-连接到第三dc负载端子DC2+来串联连接，从而在第一和第四dc负载端子DC1+和DC2-处给出Vdc=1pu和Idc=1pu。对于具有非对称dc电路的第一布置，那时非对称程度将通常是最小的，因为采用大量相，并且第一和第二并联dc电路中的电流不足以失衡而成为问题。通常，非对称布置将具有与对称布置大约相同的模块总数，由此Vdc≈1pu和Idc≈1pu。下文更详细地描述对称性的谐波、可变负载和故障模式方面。

如果功率电子开关组装件包括两个分段和四个本地dc端子，则每个分段的本地dc端子通常将间隔基本180机械度来布设。如果功率电子开关组装件包括多于两个分段和多于四个本地dc端子，例如对于具有四个分段的单通道机器或双通道机器，则可以将每个分段的本地dc端子间隔适合的度数来布设。互连的本地dc端子（即，形成本地dc端子的互连的对）可以彼此相邻设置或间隔适合度数来布设。可以提供dc电路的不同布置，但是全部满足上文的要求：至少第一比例的开关模块一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间，以及第二比例的开关模块一起串联连接在第一和第二dc负载端子之间以定义两个并联dc电路。一般来说，接着可以在第一和第二dc负载端子之间提供串联连接的开关模块的任何便利数量的附加并联dc电路。在双通道机器中，提供第三和第四dc负载端子，其中在第一和第二dc负载端子之间以及第三和第四dc负载端子之间提供任何便利数量的并联dc电路。对于采用偶数个线圈和具有多于两个并联dc电路的单通道或双通道机器，则：（i）每个dc电路中的线圈数通常必须相等，（ii）每个dc电路中通常必须提供相等数量的直径方面相对的线圈，以及（iii）通常必须将开关模块之间和开关模块与外部设备之间经由dc负载端子的互连配置成将线圈间（inter-coil）电压减到最小。

在所有布置中，开关模块将在dc域中互连，以便服从例如正常工作状况下线圈间电压最小化的要求，这通过将相似极性的本地dc端子适当地彼此紧邻设置，以便允许它们在dc域中的直接互连或通过外部设备在dc域中的有效互连来实现。在正常状况下工作的双通道机器中，外部设备通常负责将线圈间电压减到最小，即将紧邻但不互连的本地dc端子对之间的电压减到最小。但是，将容易地认识到双通道机器具有两对电流上独立绝缘的dc负载端子，并且它们能够在故障状况下固定在不同的共模电压处。由此，在彼此紧邻布设的相应本地dc端子之间可产生实质性的故障电压。

线圈的主壁绝缘由dc电压分量支配，并且在所有工作状况下，在单通道机器中将线圈间绝缘要求降到最低，并且在正常工作状况下，在双通道机器中，将线圈间绝缘要求降到最低。主壁绝缘可以是在其中电压应力本质上主要是dc且实质上存在较不重要的ac分量的状况下在其体积内和其表面上固有地自应力分级（self stress grading）的。更具体地来说，主壁绝缘可以在整个体积内包含纳米颗粒非线性应力分级，从而允许采用相对较薄的主壁，并且由此减少主壁热阻同时提供部分无放电和低损耗工作。线圈间电压尤其低，并且包含不足以导致部分放电的dc和ac分量，从而允许简化端绕组（endwinding）绝缘。每个线圈内的匝间电压与常规电机中的那些相当，并且可以使用常规匝间绝缘。

因为线圈在dc域中连接在一起，所以可以提供许多相而无需使用复杂的端绕组互连、ac端接和ac绝缘***。更具体地来说，根据本发明的dc电机可以每个磁极每个槽具有多个相。在永磁发电机中，众所周知的，要限制每个磁极的槽数以便减少电枢反应的影响和/或减少磁芯径向深度要求的定子背部，并且本发明允许保有这些优点的同时仍具有高数量的电枢相。常规永磁发电机通常具有每个磁极三个槽（n=3），并且常态下将此类机器中常规ac互连的绕组的电枢相的数量限制为3或6。但是，根据本发明的每个磁极具有约3个槽的永磁发电机通常将具有多个（例如，>70个）电枢相。

可以在dc域中连接这些线圈以提供线圈电压谐波的相消除，从而将dc端子电压波动（tripple）减到最小以及将第一与第二dc负载端子之间的并联dc电路中流动的循环电流减到最小，并且在合适情况下，例如在双通道机器中其他附加dc负载端子之间的并联dc电路中流动的循环电流减到最小。每个开关模块的dc端子电压受关联的线圈电压的第二谐波支配，但是开电路线圈电压和电流/阻抗相关的电压谐波将同步地传递到每个开关模块的dc端子。由开关模块执行的换向过程将影响线圈端子电压谐波，并且还将有助于在每个开关模块的dc端子处的整数谐波电压谱。线圈电流的功率因子和谐波谱按下文描述的来进行控制，并且定义为便于允许线圈在基本相等状况下工作。其结果是，将线圈端子电压与开关模块dc端子电压谱按定子基本频率的相间隔进行相移。在采用偶数个线圈的机器中，直径方面相对的线圈电压是反相的。但是因为线圈输出通过开关模块整流或反转以便从ac转换到dc或反之亦然，所以两个关联且直径方面相对的开关模块的dc端子上的电压波动谱是同相的。因为此相关系适用于所有直径方面相对的成对线圈以及它们关联的开关模块，所以其结果是，在具有两个并联连接dc电路的机器的并联dc电路中，电压波动完全相同，并且因此在并联dc电路之间流动的谐波循环电流最小。在此类机器中，换向电感、线圈电阻和开关模块装置“导通”状态损耗的大约对称性促成dc平均循环电流的最小化，并且均等地从每个通道抽取负载功率或将负载功率均等地馈送到每个通道。相似地，因此，在其中电枢相的数量P在除以并联连接dc电路的数量时得到偶数作为结果的机器中，此类谐波和dc平均循环电流最小。当任何通道内的两个并联dc电路包括相等数量的直径方面相对线圈并均等地从每个通道汲取负载功率或均等地将负载功率馈送到每个通道中时，也实现了具有四个dc负载端子的双通道机器的每个通道内对称dc电压波动和dc循环电流的最小化。在这些情况中，第一和第二dc负载端子之间的电压波动与第三和第四dc负载端子之间的电压波动在量值上大约相等，并且与第三和第四dc负载端子之间的电压波动同相。当每个通道内的两个并联dc电路包含相等数量的直径方面相对线圈并不均等地从每个通道汲取负载功率或不均等地将负载功率馈送到每个通道中时，仍在每个通道内实现对称dc电压波动和dc循环电流的最小化。尽管电路工作不平衡，但是基本保持电磁对称性，并且将不产生不平衡的磁引力。但是，第一和第二dc负载端子之间的电压波动在量值上将不再与第三和第四dc负载端子之间的电压波动相等，并且与第三和第四dc负载端子之间的电压波动不再同相。阶2×C×P的谐波循环电流在并联连接dc电路中流动，其中P是奇数以及C是整数。这些谐波电流和dc循环电流的量值对于具有大量电枢相（例如，P>70）的机器来说可接受地小。如果阻止线圈电压整流或反转从而将特定开关模块的dc端子之间的电压限制于大约0或足够低而具有为0的效果的水平的故障模式发生，阶2×C×Fs的谐波循环电流在并联dc电路中流动，其中C是整数，以及Fs是定子谐波频率。但是，同样地，非对称故障模式的这些谐波电流和dc循环电流的量值对于具有大量电枢相（例如，P>70）的机器来说可接受地小。当机器具有大量电枢相（例如,P>70）时，即使这无可避免地导致某种性能退化，此类故障模式的多个实例的效果也是可接受的。

每个开关模块可以包括具有ac端子和dc端子的H桥。ac端子连接到对应线圈的ac端子。多个H桥的dc端子串联连接在一起以定义dc电路。

开关模块可以由适合的控制***来控制。例如，每个开关模块可以与对应的控制器关联。

每个开关模块可以可选地包括换向能量恢复电路，其可选地具有储能电容器。每个能量恢复电路可以连接到对应H桥的dc端子和ac端子。仅在H桥作为电流源逆变器工作时才需要能量恢复电路，该电流源逆变器采用门控功率电子装置以在换向电感高于将使得换向能量的耗散对于总***效率或冷却***设计不可接受的阈值时中断线圈电流。

每个H桥能够包括以常规方式布置的四个功率电子装置，并且优选地配置为电流源变流器，但是可选地配置为电压源变流器。可以使用任何适合的功率电子装置，包括二极管和晶闸管及其功能等效装置，和能够通过门控导通和关断的装置。因为许多开关模块串联连接在一起，所以其dc端子固有地承载具有叠加的波动分量的相同的基本恒定的dc电流，从而利于作为电流源变流器来工作。但是，通过并入dc链电容器将每个H桥作为电压源变流器来工作同样地是可能的。还因为许多开关模块串联连接在一起，所以期望采用具有特别低正向电压降的功率电子装置，并因此通常首选多数载流子和单极拓扑。当H桥配置为电流源变流器时，这些装置必须是反向阻断类型的，以及当H桥配置为电压源变流器时，这些装置可以是具有反向并联连接的自由轮（freewheel）二极管的非对称类型的，或反向导通类型的。此类反向阻断装置的示例将包括二极管、静态电感晶体管（SIT）派生物、晶闸管、反向阻断和背对背垂直结场效应晶体管（VJFET）和背对背金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、反向阻断绝缘栅双极结晶体管（RB-IGBT）、对称门极可关断晶闸管（GTO）和对称门极换向晶闸管（SGCT）。此类非对称装置的示例将包括垂直结场效应晶体管（VJFET）、金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极结晶体管（IGBT）、门极可关断晶闸管（GTO）和门极换向晶闸管（GCT）。这些非对称装置一般将附带有离散的反向并联连接二极管，但是单片或以其他方式将反向并联连接二极管集成在非对称装置封装中以便形成反向导通变体也是可能的。可以使用采用宽带隙材料（如碳化硅）的功率电子装置，因为它们能够在相对较高温度下工作，并且更具体的来说，这将是有益的，因为它们能够在超过电枢绕组中遇到的温度的结温度下工作，但是基于硅的装置可以在提供足够低温度的工作流体冷却剂的气冷和液冷布置中使用。优选地功率电子装置的多数故障模式促成稳定的低电阻状态的产生，其中该装置获得持续地承载额定dc电路电流和暂时承载过载电流的能力而不会破损或过度耗散。因此，压力接触功率半导体装置是首选。但是这些无需被装在常规“紧压包”配置中，也无需通过高压缩压力来组装它们，即，使用压力接触***仅与达到期望的低电阻故障状态相关联。可以从关联的控制器向每个开关模块提供门驱动信号。可以使用门驱动信号来控制H桥中功率电子装置的开关，以及还可以用于控制可以与例如能量恢复电路关联的任何功率电子装置（一个或多个）。可以使用开关辅助网络（缓冲器）来限制功率电子装置中的切换损耗。

使用二极管和作为二极管工作的其他功率半导体功率拓扑（例如SIT）在要求功率电子开关组装件绝对简单且可靠的情况中尤其有益。在此情况中，功率电子开关组装件的控制***不需要具有有关电机的换向的任何功能，并且无需能量恢复电路。当采用二极管或其功能等效物时，在H桥内进行自然换向，并且关联的线圈和H桥作为电流源变流器来工作。此类电机只能在发电模式中使用，并且将没有能力限制dc故障电流或任何随之产生的轴转矩过载或永磁激励（如果使用的话）的去磁。因为该电机的最大关断负载dc端子电压随轴速度大约按比例变化，并且加载的dc端子电压遭受负载电流和换向电感相关的电压降，所以此类电机优选地借助于其功能是保持输出功率质量的功率变流器连接到外部电路。可以是任何适合类型的此功率变流器，可以调适成限制dc端子故障电流和转矩，因为功率电子开关组装件不具有提供此保护功能的固有能力。

在要求功率电子开关组装件简单且可靠的情况中，使用晶闸管也可以是有益的。在此情况中，功率电子开关组装件的控制***需要控制电机的换向，并且无需能量恢复电路。当采用晶闸管时，在H桥内进行自然换向，并且关联的线圈和H桥作为电流源变流器来工作。此类电机在其中H桥作为自然换向的整流器工作的发电模式中使用时将仅充分有效工作，并且将具有限制dc故障电流或任何随之产生的轴转矩过载或永磁激励（如果使用的话）的去磁的比率受限的能力。因为该电机的最大关断负载dc端子电压随轴速度大约按比例变化，并且加载的dc端子电压遭受负载电流和换向电感相关的电压降，所以此类电机优选地借助于其功能是保持输出功率质量的功率变流器连接到外部电路。可以是任何适合类型的此功率变流器，可以调适成进一步限制dc端子故障电流和转矩。由于换向电感在其中H桥作为反转模式中的电流源变流器工作的自然换向上的影响，所以此类机器将仅具有在电动回转模式中工作的受限能力。可以将外部功率变流器调适成中断在电动回转时馈送到功率电子开关组装件的dc电流，以便影响低速dc线路换向，从而允许其主要功能是发电的机器作为电动机以甚低速（<0.05pu）工作以实现轴定位、“解冻（baring）”和投入运行目的。

如果开关模块使用能够通过门控制导通和关断的功率电子装置，则可以控制该功率电子开关组装件来提供电机的强制换向。该电机可以以发电和电动回转两种模式使用。还可以控制开关模块的功率电子装置以提供保护功能来限制dc端子故障电流等。

功率电子装置将优选地能够在高温下以低导通损耗工作，可选地以便可以通过电机的气冷回路将开关模块冷却，而不会负面地影响其气冷回路设计或有损功率电子装置的可靠性。

功率电子装置还可以通过使用适合的导热且电绝缘界面与相应电枢线圈悬垂（overhang）压力接触放置来进行冷却，从而允许线圈用作散热器。功率电子装置还可以通过液冷回路来进行冷却，该液冷回路可以包含电介质液体，例如如MIDEL及其等效物的专有变压器绝缘液体或具有适合沸点且能够提供相变化冷却的高热通量密度优点的NOVEK。这些开关模块可以是空气绝缘的，并且能够在最大线圈温度（通常<150ºC）下工作。

功率电子开关组装件可以调适成提供个体的开关模块组件的连续故障导致的渐进式性能退化。例如，在影响特定开关模块的控制***故障之后，对应的线圈可以保持开路，同时dc链电流通过为功率电子装置选择适合的开关状态来旁路该线圈 – 下文在具有门控反向阻断功率半导体开关装置的电流源变流器的上下文环境中且参照图8描述的第四和第五开关状态的任何一种状态均是适合的。电压源逆变器可以采用相同的开关状态，并且下文参考图11描述了提供性能的渐进式退化的此方面调适。而且，可能的是，一些开关模块故障模式和功率电子装置的故障模式可能导致一个或多个开关模块内任一或全部功率电子装置中低电阻状态的产生、被门控或以其他方式，并且这可能导致一个或多个线圈承载故障电流，并产生故障转矩以及将永磁激励***（使用时）暴露在去磁的风险下。在这些情况下，会可能的是采用可熔断装置或其他开关装置来中断个体的线圈故障电流，这是个体的线圈电流和电压仅达到中等水平的情况。此类故障模式的单个和多个实例的影响将导致机器的非对称工作，这在电枢相的数量P大（例如,P>70）时是可接受的，但是在这些情况中，无可避免地出现某种性能退化。而且，一些控制***容差极限和故障模式可能导致机器的非对称工作，例如个体的线圈可能在稍微偏离标准的功率因子下工作。同样地，如果机器具有大量电枢相（例如，P>70），则这是可接受的，但是这些情况中无可避免地，出现某种性能退化。

将开关模块的dc端子串联连接在一起以定义两个并联电流路径，使得高dc端子电压能够产生。但是，将容易地认识到，流经每个开关模块的电流将相对较低，并且所以功率电子装置的尺寸、额定值和成本能够得以最小化。例如，典型强制换向5MW发电机具有180个单层线圈，每个单层线圈具有平均220V ac端子开路电压的模量和150A的大约均方根（rms）电流额定值，典型强制换向5MW发电机可以配置有两个并联dc电路在功率电子开关组装件的dc负载端子处以约280A提供18 kV dc。将理解，这种示例仅出于说明性目的提供，并且必须使得容许非正弦操作、换向电感和能量恢复等对强制换向过程的影响。

开关模块之间以及开关模块与其关联的线圈之间的互连可以是短且直接的。可选地，可以将多个开关模块在组装件中与两个本地dc端子互连并组合。可选地，可以将任何便利数量的开关模块在子组装件中互连和组合，并且可以组合任何便利数量的子组装件来形成具有两个本地dc端子的组装件。开关模块之间的互连可以使得它们相应的H桥dc端子电压相加和/或使得它们组合的dc电压是相对于绕电枢的旋转的任一极性中。开关模块可以绕着电枢或定子组装件周缘分布在线圈端绕组悬垂上或附近。

一般优选地，线圈电流和气隙通量密度的圆周分布是非正弦的，并且包括低阶整数谐波（integer harmonics）。可以将气隙通量密度和线圈电流同步以使电枢磁动势（mmf）的基本和低阶整数谐波分量和气隙通量具有基本正交的关系，以便将每个单位电枢电流的转矩最大化和将转矩密度最大化。

该电机可以使用任何便利形式的场激励。例如，场磁极可以由围绕转子（其表面贴装或嵌入超导场绕组或大块超导磁体、常规铜或铝场绕组等）布置的永磁磁极定义。该电机可以是任何适合类型的，如电感、同步等，并且具有任何适合的转子和电枢构造，如铁芯、具有大无齿气隙的铁芯、非铁芯或空气芯等。将具有电磁屏蔽的超导转子与转子与定子护铁（back iron）之间具有大磁气隙的气隙型电枢绕组结合使用将是有益于使得换向电感能够最小减到其中自然换向的开关模块将是优选，同时排除了定子线圈主壁绝缘的槽内区域的要求的点。这种电机而是将在定子线圈阵列与定子护铁之间需要无放电圆柱体形式的等效主壁绝缘。本发明的优点将可充分地应用于此绝缘***，并因而电枢线圈将只需要低电压绝缘***，即，个体的线圈将无需主壁绝缘。虽然这种机器在其定子铁中会没有磁齿或槽特征，但是本文中使用术语“槽（一个或多个）”将充分地理解为定义两层或单层线圈的层叠线圈侧（一个或多个）或以齿为中心的绕组的并排线圈侧的横截面轮廓。因此，术语“槽（一个或多个）”可充分地应用于槽式和非槽式电枢两者。

该电机可以使用任何便利的机械拓扑，例如转子在定子内的径向通量、转子在定子外的径向通量、单圆盘轴向通量和多圆盘轴向通量。

通常，该电机将以相对较低速度工作。例如，大型直接驱动永磁发电机可以具有小于15 rpm的最大速度，而其他大型机器可以具有小于200 rpm的最大速度。

该电机可以是用于风力涡轮的低速（例如，直接驱动）永磁发电机，可选地其中Np>80，Ns>200和δ<<1。

该电机可以是低速高功率推进电动机，可选地其中Np>8，Ns>120和δ<<1。可预期当Np=12，Ns=150和δ=0.5时能够获得显著的技术益处。

根据本公开的方面，一种dc电机，其包括：具有Np个旋转场磁极的转子（8）；具有Ns个绕组槽的电枢（6），其中Ns/Np是非整数比值；具有接收在所述绕组槽中的多个线圈（4）的电枢绕组，所述电枢绕组定义多个电枢相；以及 功率电子开关组装件，其包括：第一dc负载端子（DC+）；第二dc负载端子（DC-）；以及多个开关模块（2），每个开关模块具有两个ac端子和两个dc端子并且包括功率电子装置（S1-S4）；其中每个线圈（4）连接到相应开关模块（2）的所述ac端子；其特征在于，第一比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc负载端子（DC+，DC-）之间，以及第二比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc负载端子（DC+，DC-）之间以定义两个并联dc电路。

其中Ns/Np表示为n±δ，其中n是整数，以及δ是非整数游标移位。

其中所述场磁极围绕所述转子（8）的圆周均等地分布，并且所述游标移位围绕所述电枢（6）是一致的。

其具有电枢相序列，其中物理上远离的电枢线圈（4）在所述电枢相序列中是相邻的。

其中所述电枢相序列的旋转方向与所述转子（8）的旋转方向是相同的或相反的。

其中每个电枢相由两个或更多个电枢线圈（4）定义，以及其中特定电枢相中的每个电枢线圈的所述开关模块（2）受控制使得它们的开关事件基本同时发生。

其中特定电枢相中的所述电枢线圈（4）围绕所述电枢（8）在圆周上基本均等地分隔开。

其中所述电枢绕组的线圈定义：（i）Ns/2，（ii）Ns/4，或（iii）Ns个电枢相。

其中所述电枢绕组的线圈定义：（i）两层线圈，（ii）单层线圈，或（iii）齿线圈。

其中所述电枢（8）包括圆周基准线，以及在所述基准线的相对侧上的并联dc电路中产生的电压的量值和极性是基本平衡的。

其中第三比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc端子（DC+，DC-）之间，以及第四比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc端子（DC+，DC-）之间以定义两个附加的并联dc电路。

其中所述功率电子开关组装件包括第三dc端子（DC2+）和第四dc端子（DC2-），以及其中第三比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第三和第四dc端子（DC2+，DC2-）之间，以及第四比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第三和第四dc端子（DC2+，DC2-）之间以定义两个并联dc电路。

其中每个开关模块（2）包括H桥，所述H桥具有连接到对应电枢线圈（4）的ac端子的ac端子和dc端子。

其中每个开关模块（2）包括能量恢复电路，所述能量恢复电路连接到所述对应H桥的所述ac和dc端子。

其中每个开关模块（2）由控制***（26）来控制。

附图说明

图1是示出根据本发明具有两层线圈的第一dc电机的示意图；

图2是示出图1的第一dc电机的开关模块的互连的示意图；

图3是示出图1的第一dc电机的转子位置的示意图；

图4是示出根据本发明具有单层线圈的第二dc电机的示意图；

图5是示出图4的第二dc电机的开关模块的互连的示意图；

图6是示出图4的第二dc电机的转子位置的示意图；

图7示出开关模块的拓扑；

图8示出开关模块可以采用的多种开关状态；

图9示出根据本发明的dc电机的定子电流波形；以及

图10示出根据图9的定子电流波形的电流源变流器的强制换向模式的换向序列；

图11示出电压源变流器的强制换向模式的换向序列；

图12是示出如何将开关模块安装到端绕组的穿过图4的第二dc电机的剖面图；

图13是开关模块的简化控制示意图；以及

图14A至14D是示出本发明的电子功率开关组装件的分段的开关模块的互连和本地dc端子的布置的示意图。

具体实施方式

图1至3中以示意图形式示出根据本发明的第一dc电机。图4至6中以示意图形式示出根据本发明的第二dc电机。将容易地认识到，为了简明，从图1和图4省略了转子和定子的许多。

在第一和第二电机两者中，定子（或电枢）组装件具有用于接收定子绕组的线圈的360个绕组槽（Ns=360）。在第一电机中，定子绕组包括360个两层线圈。在第二电机中，定子绕组包括180个单层线圈。虽然未示出，但是定子可以具有奇数个绕组槽或以齿为中心的绕组，其中每个线圈绕着定子齿缠绕。

由下文更详细地予以描述的功率电子开关组装件的第一和第二分段（对应于第一和第二dc电路）的共存的本地正dc端子Vdc_o来提供基准线。第一和第二分段的共存的本地负dc端子Vdc_#围绕定子圆周与本地正dc端子Vdc_o间隔180机械度来布设。本地正dc端子Vdc_o彼此连接，并连接到功率电子开关组装件的第一dc负载端子（正负载端子DC+）。本地负dc端子Vdc_#彼此连接，并连接到功率电子开关组装件的第二dc负载端子（负负载端子DC-）。第一和第二dc负载端子可以可选地借助于中间功率变流器（未示出）连接到任何适合的外部设备或电路（未示出）。在如用于风力涡轮的直接驱动永磁发电机的发电机的情况中，则外部电路可以是将功率从发电机提供到公用事业电网的收集网络。在如用于船舶功率分发和推进***的推进电动机的电动机的情况中，则该外部电路可以是例如至汇流排或开关板的连接。

在图1所示的第一电机中，已将从基准线向顺时针（CW）方向行进线圈总数的一半标记以相编号P1、P2、P3、P4、P5…P180，同时将从基准线向逆时针（CCW）方向行进的其余线圈标记以相编号-P180、-P179、-P178、-P177…-P1。在图4所示的第二电机中，已将从基准线向顺时针（CW）方向行进线圈总数的一半标记以相编号P1、P2、P3…P90，同时将从基准线向逆时针（CCW）方向行进的其余线圈标记以相编号-P90、-P89…-P2、-P1。

每个线圈的ac端子连接到关联的开关模块的ac端子。每个开关模块包括具有4个二极管的常规H桥。在第一电机中，定义相P1…P180的线圈的H桥的dc端子串联连接在第一和第二dc负载端子DC+、DC-之间以定义第一dc电路。定义相-P1…-P180的线圈的H桥的dc端子串联连接在第一和第二dc负载端子DC+、DC-之间以定义第二dc电路。在第二电机中，定义相P1…P90的线圈的H桥的dc端子串联连接在第一和第二dc负载端子DC+、DC-之间以定义第一dc电路。定义相-P1…-P90的线圈的H桥的dc端子串联连接在第一和第二dc负载端子DC+、DC-之间以定义第二dc电路。第一和第二dc电路因此并联连接在第一和第二dc负载端子之间。换言之，功率电子开关组装件划分成第一分段和第二分段，第一分段包括互连以定义第一dc电路的开关模块，第二分段包括互连以定义第二dc电路的开关模块。图1和图4所示的电机因此具有如上文概述的含对称dc电路的第一（或“基准”）布置。将容易地认识到，在其他布置中，可以将附加的dc电路并联连接在第一和第二dc负载端子之间。例如，单通道机器可以具有位于第一和第二dc负载端子之间的四个并联连接dc电路，其提供线圈数可被4整除以产生整数，或双通道机器可以具有第三dc负载端子（正负载端子）和第四dc负载端子（负负载端子）且第三和第四dc负载端子之间并联连接有附加dc电路。非对称dc电路布置（即，其中并联dc电路或分段具有不同数量的H桥）也是可能的。

每个线圈的输出通过对应的H桥整流，如下文更详细描述。

在第一电机中，平均轻负载dc端子电压Vdc由如下公式给出：Vdc = (Ns/2×|Vc|avg) – (Ns ×Vdiode)，其中|Vc|是线圈电压的模量，avg是取均值函数，以及Vdiode是单个整流器二极管的理想化电压降。dc端子电流Idc在并联dc电路之间划分，并联dc电路的相应dc电流大致为Idc/2，并除了换向期间外将线圈电流约束为±Idc/2。当加载机器时以及在换向重叠角期间，自然换向的效果是显著的，而线圈电流以Vc/Lc设置的速率从+Idc/2换向到–Idc/2，其中Vc是线圈瞬时开路电压，Lc是换向电感，线圈端子实际短接，由此阻止线圈向负载输送功率。其结果是，dc端子电压随着dc端子电流增加而下降，以及下降的斜率与换向电感约成比例。

第二电机具有第一机器一半多的线圈，并且因此dc端子电压Vdc与线圈电压Vc的比值是第一机器的比值的约一半。由于第二电机的单层线圈占据基本整个槽深度（与用于第一机器的两层线圈的槽深度的一半相对比），所以完整定子的相加线圈伏安（volt.amps）可以保持不变，因为设计人员可以随意以线圈匝数为代价换取线圈导体束横截面积，从而实现期望的dc端子电压和电流额定值。广义地来说，对于给定定子铁齿和槽几何形状，第一和第二电机通常将设计成输送相同的dc端子电压，并且第二机器的每个线圈将采用两倍于第一机器中的匝数，同时使用基本相同的导体束尺寸。两种类型的线圈内的匝间绝缘将是相当的，每个平方米的槽横截面基本有相同的匝数，以及此情况中匝间绝缘厚度将由机械力而非耐电压来确定。虽然使用两层线圈理论上遭受在相同定子槽中相邻线圈的上层和下层之间需要绝缘屏蔽的缺点，但是本发明的低线圈间电压实际上呈现这种缺点在整体定子设计的环境中可忽略。

通过选择具有相同的dc端子额定值的机器中的线圈类型，将不足以影响换向电感相关的电压下降，因为相同槽电压必定将相同数量的槽安匝换向。换言之，通过存在数量一半的线圈来换向以及每个线圈两倍的电压来引起每个换向事件，使换向电感Lc与(每个线圈的匝数)²成比例的效应失效。假定本发明具体涉及其线圈通常将预先形成且相对不可弯曲的大型机器，两层或单层线圈之间的选择将可能由制造的难易来确定，并且最大的机器（通常定子外侧直径>4m的那些机器）通常将采用单层线圈，因为它们往往更容易***到定子槽中。

图2中针对第一电机更清晰地示出在ac域中线圈与H桥之间的互连以及在dc域中H桥的dc端子之间的互连。图5中示出第二电机的相似互连。

参考图3和图6将描述提供Np/Ns的非整数比值以提供每个磁极每个槽具有多个相的定子的效应。图3示出具有两层线圈的第一电机的转子的三个位置，以及图6示出具有单层线圈的第二电机的转子的三个对应位置。这两个转子具有118磁极（Np=118）以及Ns/Np=3.0508。换言之，第一和第二电机具有每个磁极大约但不是刚好3个槽。如果依据其中Ns/Np=n+δ的游标移位来定义，则可以见到，n=3和δ=0.0508。

对于具有360个槽的常规dc电机，则将典型的是，转子具有120个磁极，使得Np/Ns=3，从而利于三相定子互连。但是，在本发明的第一和第二电机的情况中，磁极的数量从120减少到118。第一和第二电机因此采用上文描述的第一方法，其中m=1，但是将容易地认识到，还可以使用备选方法，其中相对于给定磁极数的常规电机中常见并且将提供Ns/Np的整数比值的槽数，增加或减少槽数。

这些磁极均匀地围绕转子圆周分布。每个磁极由永磁体定义，磁体布置成定义交替的北（N）磁极和南（S）磁极。为了简明，图3和图6中仅示出四个磁极S1、N1、S2和N2。

转子相对于固定的定子的旋转通过转子磁极S1、N1、S2和N2相对于定子齿和转子位置基准线向右逐步移动以线性形式来图示，当转子位于第一转子位置时，转子位置基准线与第一南磁极S1的左手边缘对齐。将理解的是，为了清晰明了，按比例将游标移位δ放大，并且图示的转子移动中的每一步比放大的游标移位的50%稍微大。

在第一转子位置中，第一北磁极N1的左手边缘与最接近的定子齿的右手边缘对齐。根据标准游标布置，前面的磁极的左手边缘逐渐地与最接近的齿的右手边缘位移-δ的倍数。相应磁极的左手边缘与最接近的齿的右手边缘之间的位移在图3中表示为–θ或θ（具体因偏移量的极性而定）。在第一北磁极N1的情况中，则θ=0，因为该磁极的左手边缘与齿的右手边缘对齐，在第一南磁极S1的情况中，则θ= -δ，在第二南磁极S2的情况中，则θ=δ，以及在第二北磁极N2的情况中，则θ=2δ。虽然未示出，但是从第一北磁极N1精确地位移转子的圆周一半（即，180机械度）的南磁极的左手边缘也将与最接近的定子齿的右手边缘对齐。

在第二转子位置中，转子相对于固定的定子仅稍微向右移动。第一北磁极N1的左手边缘现在从最接近的定子齿的右手边缘位移稍大于δ/2，第一南磁极S1的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移稍小于-δ/2，第二南磁极S2的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移稍大于3δ/2，以及第二北磁极Ｎ2的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移稍大于５δ/2。

在第三转子位置中，转子相对于固定的定子仅稍微更多向右移动。第一北磁极N1的左手边缘现在从最接近的定子齿的右手边缘位移稍大于δ，第一南磁极S1的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移δ的小分数，第二南磁极S2的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移稍大于2δ，以及第二北磁极Ｎ2的左手边缘现在从最接近的齿的右手边缘位移稍大于3δ。

因此，可见到虽然转子仅稍微向右在每个连续转子位置之间移动，但是相序列按可观的更大的比率向左移动。在图3所示的示例中，当转子从步1移到步3，或向右移动稍大于游标移位δ时，这<槽距的20%，转子磁极与定子齿的相应边缘之间的对齐按约三倍的槽距或约一个磁极距向左移动，即在步3处，第一南磁极S1的左手边缘与最接近的定子齿的右手边缘大约对齐。因此，可见到，当转子从步1移到步2，或向右移动稍大于δ/2时，这<槽距的10%，转子磁极与定子齿的相应边缘之间的对齐按约六倍的槽距或约两个磁极距向左移动，即在步2处，紧随第一南磁极S1左边的北磁极（未示出）的左手边缘与最接近的定子齿的右手边缘大约对齐。因为相序列的一个周期占据两个磁极距，所以相序列中相邻电相在物理上隔开六个定子槽、六个线圈和六个电相。不同于具有每个磁极整数个槽的常规电机（其中电枢绕组的相序列与转子位置同步以及其中相邻线圈是电连续相）那样，游标移位导致电连续相在物理上彼此远离，即，定子相旋转与转子旋转不直接同步。相似地，换向事件与转子旋转不直接同步。在图3所示的第一电机的情况中，电相旋转的物理方面具有>60倍的转子的机械旋转的角速度以及与转子的机械旋转相反的极性。如果在游标移位处于相反极性中（例如，导致后退相序列），则电相旋转的物理方面也将是相反意义上的。

图5所示的第二电机的磁极边缘与定子齿边缘之间的机械游标关系与第一机器的情况完全相同，但是电相旋转与转子的机械旋转之间的关系稍微不同。在此情况中，对于向右约10%的槽距的转子移动，磁极与定子齿的相应边缘之间的对齐向左移动约六倍的槽距或约两个磁极距。相序列中的相邻电相在物理上隔开六个槽，但是物理上隔开仅三个线圈和三个电相。

每个线圈连接到H桥开关模块。由此，第一电机具有360个开关模块，以及第二电机具有180个开关模块。开关模块围绕定子布设，并在定子一端处与线圈端绕组悬垂紧密接近。如图2和图5所示，第一系列开关模块（对于第一电机为180个或对于第二电机为90个）具有连接到对应ac线圈端子的ac端子和串联连接在一起的dc端子。第二系列开关模块（对于第一机器为180个或对于第二电机为90个）具有连接到对应ac线圈端子的ac端子和串联连接在一起的dc端子。第一和第二系列开关模块之间的dc连接的极性使得每个系列的端部的本地dc端子可以连接在一起以形成两个并联dc电路。在第一电机的情况中，则360个两层线圈对应于360个定子相，其中第一系列180个定子相具有基本相等的相间距，以及第二系列180个定子相具有基本相等的相间距但是其与第一系列正好反相。因此，第一电机的定子绕组定义180个有效定子相，本文中使用术语“有效相”来定义每个并联dc电路之上的端到端dc电压波动包括每个转子的回转的360个基本相等的波动周期，使得可以将两个电路并联连接且循环电流最小。在第二电机的情况中，则180个单层线圈对应于180个定子相，其中第一系列90个定子相具有基本相等的相间距，以及第二系列90个定子相具有基本相等的相间距但是其与第一系列正好反相。第一电机的定子绕组因此定义90个有效定子相。

众所周知的，表面贴装的永磁转子定义磁气隙长度，该磁气隙长度是物理气隙长度与磁体径向厚度之和。只要采用普通标准制造精度，此类电机的电磁对称性基本不受转子偏心率影响。此电磁对称性必须小心规定以避免循环电流，在此情况中，相对于定子的转子轴偏心率，相对于转子轴的转子偏心率二者会导致直径方面相对的线圈的开路电压稍微不平衡。

现在将参考图7至10描述配置为电流源变流器来工作时的开关模块的布置和操作。

每个开关模块可以包括具有四个功率电子装置S1…S4的H桥。在上文描述的示例中，功率电子装置是二极管，以及该电机可以仅以发电模式工作，其中线圈电压由开关模块来整流。但是，如图7所示，在一些布置中，功率电子装置可以由例如门控制来选择性地导通和关断。在此情况中，该电机可以兼以发电和电动回转模式工作。这些功率电子装置优选地是具有低导通状态电阻、高关断状态电阻和开关在导通和关断状态之间切换时低切换损耗的门控反向阻断装置。固有地，当这些是自然换向的装置时，功率电子装置S1...S4的切换频率等于定子基本频率，并且优选地，当这些是强制换向或门换向的装置时，功率电子装置S1...S4的切换频率等于定子基本频率。定子基本频率在本文描述的低速机器中尤其低（通常<20Hz），并且关联的低切换频率有益于使得功率半导体切换损耗在实践中不大。功率电子装置还优选地能够在相对较高温度下工作，可选地超过电机工作期间遇到的线圈温度，并且足够鲁棒以在机器框架的约束内工作。

每个H桥的ac端子连接到对应线圈的ac端子，其示出为具有串联连接电感的电压源。每个H桥的dc端子连接到示出为等效的电流源Idc/2的dc链电路。将容易地认识到，该dc链电路是功率电子开关组装件的第一和第二dc负载端子之间的相关电流电路。

每个开关模块还可以包括能量恢复电路，该能量恢复电路连接到H桥的ac和dc端子。能量恢复电路可以包括储能电容器、功率电子装置和控制电路，该能量恢复电路可以操作以在功率电子装置S1…S4的任何一个或多个被换向时接收dc链电流和线圈电流，以及在换向事件之间的时期将存储的能量返回到dc链电路。因为发生个体开关模块换向时的时期占据总工作时间的小部分，所以能量恢复电路最佳描述为具有低阻抗充电特征和高阻抗放电特征。虽然这是可能的选项，但是一般优选为不将与换向线圈电流关联的能量耗散，这是因为这可能负面地影响效率和功率损耗。能量恢复电路因此恢复将在其他情况下作为热浪费地耗散掉的能量。

功率电子装置S1…S4能够选择性地导通和关断以允许按需引导dc链电流通过线圈。

图8中示出每个H桥的多种开关状况，其中电流的方向由虚线箭头表示。

在第一开关状态中，通过导通功率电子装置S2和S3（即，将这些装置切换到导通状态），引导dc链电流从右向左流经对应的线圈。功率电子装置S1和S4保持关断状态。

在第二开关状态中，通过导通功率电子装置S1和S4（即，将这些装置切换到导通状态），引导dc链电流从左向右流经对应的线圈。功率电子装置S2和S3保持关断状态。

在第三开关状态中，其可以跟随第二开关状态之后，由于功率电子装置S4的换向（即，装置S4从导通状态切换到关断状态同时装置S1保持导通状态），能量恢复电路从dc链电路和线圈接收电流。如果第二开关状态被换向功率电子装置S1中断，或如果第一开关状态被换向功率电子装置S2和S3中的一个功率电子装置中断，则存在等效的开关状态（未示出）。在第三或等效开关状态中，能量恢复电路强加在线圈上的电压Verc显著地超过线圈的开路电压Vc，并因此将量值Verc-Vc的强制电压施加到换向电感Lc。这促使线圈电流Ic按速率dIc/dt = (Verc-Vc) / Lc变化，从而又导致线圈电流的换向和最终反向。

在第四或第五状态中，通过分别导通功率电子装置S1和S2或S3和S4，引导dc链电流流经H桥而不在线圈中流动。从第四状态或第五状态转换到第一状态或第二状态可以根据换向时线圈的开路电压Vc的极性通过功率电子装置的自然换向或强制换向来进行。例如，线圈电压右手端子相对于左手端子为正时从第四状态转换到第一状态通过导通功率电子装置S3（其使得电流以线圈的开路电压Vc和换向电感Lc确定的速率从功率电子装置S1自然地换向到功率电子装置S3）来实现。线圈中的电流相应地从0增加，直到发生功率电子装置S1的反向恢复为止。线圈电压的左手端子相对于右手端子为正时从第四状态转换到第一状态通过导通功率电子装置S3和换向功率电子装置S1（即，装置S1从导通状态切换到关断状态，而装置S3切换到导通状态）来实现，这使得电流按等效开关状态（未示出）至第三开关状态中的速率dIc/dt = (Verc-Vc) / Lc从功率电子装置S1强制换向到功率电子装置S3。

在第六开关状态中，其可以跟随第二开关状态之后，由于功率电子装置S1和S4的换向（即，装置S1和S4从导通状态切换到关断状态），能量恢复电路从dc链电路和线圈接收电流。如果第一开关状态被功率电子装置S2和S3二者的换向中断，则存在等效的开关状态（未示出）。在第六或等效开关状态中，能量恢复电路强加在线圈上的电压Verc显著地超过线圈的开路电压Vc，并因此将量值Verc-Vc的强制电压施加到换向电感Lc。这促使线圈电流Ic按速率dIc/dt = (Verc-Vc) / Lc变化，从而又导致线圈电流的换向和最终反向。

一般优选地，将线圈电流换向以使它在正确的方向上流动或在进入上文定义的第一、第二、第四或第五状态之前将其设为0。

在具有其本地dc端子连接到接收dc电流Idc的第一和第二dc负载端子（并且其中该电流均等地分布在两个并联连接dc电路之间）的功率电子开关组装件的机器的情况中，在忽略能量恢复的第一情况中，可以控制线圈电流以产生图9所示的形状的波形，其中准方形电流波形的脉冲宽度是可变的，如该电流波形相对于线圈开路电压波形的定相。除了上文定义的状态之间换向的期间以及第四或第五状态激活时的时期期间以外的所有时间，该线圈电流的幅度约束为约正Idc/2或负Idc/2。在将能量恢复纳入考虑的第二情况中，线圈电流的幅度广义地如针对第一情况那样定义，但是在发电和电动回转时分别从线圈电流的模量减去换向之间流出能量恢复电路的电流或与换向之间流出能量恢复电路的电流相加。应该注意到，施加强制电压来实施换向的动作使得线圈的端子电压相对于线圈的开路电压Vc显著地失真，即，线圈的端子电压仅是对应于无线圈电流流动时的开路电压所示的形状。电流的换向“边缘”的梯度受到能量恢复电路的特性以及还有电压和电流之间的相移影响。

电压与电流之间的相位关系是针对发电模式的机器对于能量恢复不重要或被忽略的情况来示出仅用于说明的目的，并且虽然为了简明，这些波形示出滞后功率因子（pf<0.8滞后）的情况，但是一般优选地，线圈开路电压与电流波形的基本分量之间没有相移，以便在定子mmf与气隙通量密度之间实现期望的基本正交的关系。这样在电机预期生成最大输出时有时将每个单位定子电流的转矩增到最大。为了使线圈开路电压与电流波形的基本分量同相，即，以统一的内部功率因子，必须使线圈电流相对于线圈端子电压相位超前，即，以提前端子功率因子，并且由此描述了通过能量恢复电路的强制换向。在提供每个单位定子电流的最大转矩中此指定正交关系对应于相对每个开关模块以及任何给定轴速度下的电机的功率电子开关组装件的第一和第二dc负载端子之间实现最大dc端子电压的状况。因此，轴功率还对应于每个单位轴速度得以最大化。

将容易地认识到，出于控制和保护的目的以及根据所需的工作模式，相位关系和脉冲宽度可能有所不同。更具体地来说，此类机器可以在电动回转和发电模式下在轴旋转的两个方向上工作，以便实现四象限驱动能力，并且这些模式各自可以依据换向电感的约束，在强制换向模式或自然换向模式下工作。当在电动回转模式下工作时，相位关系使得线圈电流相对于图9所示的反转，即，线圈电流和线圈开路电压大约反相，并且此相位关系可以进行调整以通过按负的统一的内部功率因子操作每个线圈来将每个单位定子电流的轴转矩增到最大。图9中，相移示出为可变的，以及实践中，此变化在完整360º范围上沿任一方向是连续的。在发电模式下工作时的其他时间，例如当电机暴露于第一和第二dc负载端子之间的低电阻或短路故障下时，电机的输出电压和电流可以通过相位控制来调整，即通过调整线圈电流与线圈开路电压之间的相移来调整，以使电机按滞后或甚至零功率因子工作。虽然相位控制导致电机以低于每个单位定子电流的最大转矩下工作，但是调整其输出的能力对于电力***控制和保护是有益的。使发电机以滞后功率因子工作的动作使得电枢反应的效应有益地对故障电流限制行为有所贡献。当以滞后功率因子工作时，每个开关模块可以可选地以受控方式在自然换向的模式下工作，其等效于单相、相控晶闸管桥整流器中的自然换向。即使采用强制换向功率电子开关装置时，在自然换向模式下工作时，仍使开关装置关断电压应力最小化。每个开关模式还可以在复制单相二极管桥整流器的行为的受控状况下工作。出于控制和保护的目的，还可以通过减少如上文描述的线圈电流的脉冲宽度来减小该机器的输出，并且可以通过脉冲抑制，即通过关断每个H桥中的所有功率电子开关装置或通过选择图8所示的第四和第五状态的任一个来关断它。

在风力涡轮发电机的情况中，如果外部收集网络受到干扰且这短时期，例如5秒内无法接收功率，但是不期望通过叶片距控制来调整发电机的转矩产生，则可以通过适合的开关装置将动态制动电阻器连接在第一和第二dc负载端子之间，并且可以使用上文提到的相位控制方式以允许制动电阻器中的功率耗散得以调整以便调整从风力涡轮提取的功率用于速度和/或转矩控制的目的。

该电机的所有实施例可以设计成将最大化地利用非正弦气隙通量密度和线圈电流谐波。原理上，可以将所有低阶整数谐波布设成有助于平均转矩和功率，但是对于能够以此方式利用的谐波阶可能存在实践中的上限。在一些情况中，可以发现线圈电流中的特定谐波阶是反效果（counter-productive）的或至少有益之处很少，并且可以将图9所示的准方形电流波形的脉冲宽度调整成便于有益地调整和优化电流的谐波谱。相似地，电枢反应对气隙通量分布和线圈开路电压的影响可能或多或少有效果，并且可以将图9所示的线圈开路电压与线圈电流之间的相位移调整成针对任何特定负载状况有益地调整或优化线圈开路电压和/或线圈端子电压。

现在将参考图7针对功率电子装置是二极管的情况描述自然换向过程。在自然换向之前，二极管S1和S4是导通的，并且电流在线圈中从左向右流动。H桥dc电压输出等于线圈开路电压Vc。当线圈开路电压Vc反转从而促使二极管S1、S2、S3和S4的同时导通时，发起自然换向。线圈电流Ic按Vc/Lc设置的速率减小，因为线圈实际上被二极管的同时导通短接。二极管S2和S3（进入装置）中的电流按相同的速率增加，同时二极管S1和S4（引出装置）中的电流按相同的速率减小，直到瞬间反向之后二极管S1和S4的反向恢复使二极管S1和S4中的电流换向为止。可以使用开关辅助网络或缓冲器来缓和二极管开关的瞬变。在自然换向之后，二极管S2和S3是导通的，并且电流在线圈中从右向左流动。H桥dc电压输出等于线圈开路电压Vc。以此相同方式，电相邻相的物理位置不遵从物理上连续的线圈位置，而是遵从游标移位确定的后退或前进序列，换向事件与线圈电压同步，并且因此遵从电相序列，即，连续换向事件的位置遵从相同的后退或前进序列。

自然换向过程还可以应用于功率电子装置是晶闸管的配置。与其中功率电子装置是二极管的自然换向的应用唯一不同的是进入装置的导通的发起，并且引出装置的换向过程的对应开始可根据使用门控制的上述相位控制过程进行延迟。当在门控制中的相位滞后基本小于基本频率的90°时，每个H桥作为整流器工作，以及该机器作为发电机工作。在大于90°的相位滞后时，每个H桥作为逆变器工作，以及该机器作为电动机工作。连续换向事件的物理位置遵从上文描述的后退或前进序列，并且附加地根据上文描述的相位控制原理，受到物理相移的影响 – 理论上限制的物理相移范围占据一个磁极距，以提供180°电相移。如前文描述，反转自然换向受换向电感所强加的限制的影响，并且优选地使用dc线路换向，并将电动机工作限于非常低的速度。将注意，采用超导激励且具有转子护罩和气隙型定子绕组的机器将具有特别低的换向电感，并且这将特别有益于自然换向。使用自然换向的晶闸管技术在简单、鲁棒性特征和控制和保护能力方面尤其有益。将认识到，此类自然换向的***无法以提前功率因子利用线圈端子电压和电流工作。

现在将参考图10以及在功率电子装置是图示为开关的门控半导体装置的情况中描述强制换向过程。每个开关模块还包括简化的开关辅助网络，该简化开关辅助网络具有将适于在发电模式下工作的电机的能量恢复功能。dc电路中流动的dc电流定义为基本不受在每个开关模块中发生的换向过程影响的且图示为理想电流源的dc链电流。

为了简明，在图10中复制图8的第一、第二和第五开关状态。连同能量恢复状态一起示出了第一与第五开关状态之间以及第五与第二开关状态之间的强制换向转换。

在第一开关状态中，导通功率电子装置S2和S3，并且将dc链电流引导从右向左流经对应的线圈。功率电子装置S1和S4为关断状态。

为了发起从第一开关状态到第五开关状态的强制换向，通过门控制将功率电子装置S2关断，同时通过门控制将功率电子装置S4导通。关断功率电子装置S2的动作使得dc链电流快速地经能量恢复电路（ERC）转移，该能量恢复电路定义成：（i）提出与功率电子装置S2并联的阻抗，该阻抗足够低以避免装置S2上过大的瞬变恢复电压，（ii）提出显著超过开路线圈电压Vc并因此足够促成线圈电流Ic的强制换向的电压，以及（iii）具有反向恢复特征或防止线圈电流Ic的无意反向的其他开关序列。实践中，能量恢复电路可以包括多个二极管电容器类型电压箝位电路，其适合地定义成具有低杂散电感。当线圈电流Ic减小时，能量恢复电路中的电流相应地减小，而功率电子装置S4中的电流相应地增加，直到能量恢复电路的反向恢复中断该过程，并且建立第五开关状态为止。线圈和能量恢复电路中的引出电流以粗虚线图示，而功率电子装置S4中的进入电流图示为细虚线。

在第五状态中，通过导通功率电子装置S3和S4并关断装置S1和S2，将dc链电流引导流经H桥而不在线圈中流动。

为了发起从第五开关状态到第二开关状态的强制换向，通过门控制将功率电子装置S3关断，同时通过门控制将功率电子装置S1导通。关断功率电子装置S3的动作使得dc链电流快速地经能量恢复电路（ERC）转移。随着线圈电流Ic增加，能量恢复电路中的电流相应地减小，同时功率电子装置S3中的电流相应地增加，直到第二开关状态建立为止。功率电子装置S3和能量恢复电路中的引出电流以粗虚线图示，而功率电子装置S1和线圈中的进入电流图示为细虚线。相似地，沿着任一方向在这些和其他状态之间强制换向也是可能的。

在第二开关状态中，导通功率电子装置S1和S4，并且将dc链电流引导从左向右流经对应的线圈。功率电子装置S2和S3保持关断状态。

连续强制换向事件的物理位置遵从上文描述的相移的后退或前进序列。

将认识到，此类强制换向的***能够以提前功率因子利用线圈端子电压和电流工作，并且工作以达到线圈开路电压与线圈电流之间的上文描述的有益正交关系。

在强制换向事件完成之后，能量恢复电路可以包含过量电荷，此过量电荷可以在连续强制换向事件之后积累，并且可以在下一个适合的换向事件之前，将其一些或全部注入到dc电路中，如图10所示。此注入状态可以与第一或第二开关状态中任一个状态重叠。实践中，可以使用根据脉冲宽度调制（PWM）策略工作的DC/DC变流器来实现过量电荷的注入，并且可以是公知前向变流器的派生。可以控制DC/DC变流器以将此过量电荷以任何便利的方式注入，并且优选地根据闭合回路电压和电流控制策略来注入电流，其中调整电流以便保持能量恢复电路内或能量恢复电路内的储能电容器两端的期望峰值电压同时将峰值电流减到最小。能量恢复电路内的峰值电压对引出功率电子装置在其关断过程期间承受的峰值电压具有直接关系，以及还对定义换向期间的线圈电流的变化率的强制电压具有直接关系。因此，能量恢复电路电压的此闭合回路控制实际上独立于关联的线圈电压是有益的，在此情况中使用术语“实际上独立”标识：（i）能量恢复电路电压不能设置为小于峰值线圈开路电压的水平，（ii）能量恢复电路电压可以超出峰值线圈开路电压增加的最大预期程度随换向的线圈电流的量值增加，以及（iii）实际上可以将峰值能量恢复电路电压调整到这两个极限之间的任何期望水平。

虽然不是优选，但是可以将H桥配置为电压源变流器。现在将参考图7、图8、图9和图11描述此类H桥的布置和操作。

图11中以示意图形式示出电压源变流器的实现，其具有与前文参考图7描述的相似的H桥拓扑，只是功率电子装置S1、S2、S3和S4是非对称反向导通类型，并且各图示为与自由轮二极管并联连接的理想开关。dc链电容器连接在开关模块的dc端子之间，并且不采用能量恢复电路而是自由轮二极管和dc链电容器的效应执行定义施加到引出开关装置的峰值电压以及提供定义换向期间线圈电流的变化率的强制电压的近似等效功能。不同于常规电压源逆变器，因为相对较大数量（通常>40）个H桥将其dc链电容器串联连接，所以对开关模块强加近似恒定的dc链电流，并且这以示意图形式图示为量值Idc/2的理想电流源。此电流的路径和极性也是针对电动回转的情况而以带箭头点划线标识。对于发电情况的等效dc电流未示出，只是将在相反方向，即如图7所示。其他电流路径通过粗和细带箭头点划线标识。优选地，当其作为强制换向或门换向装置时，功率电子装置S1…S4的切换频率等于定子基本频率，并且下文一般根据此优选来进行概要描述，仅包括采用功率电子装置S1…S4的脉冲宽度调制（PWM）操作的选项的简要描述。使用电压源变流器的换向、控制和保护的含义是重大的，现在对此进行概述。

已将自由轮二极管的极性布置成与图7的装置中的电流对应，并且当在发电模式下时，这些二极管可以采用与先前在电流源变流器的上下文环境中描述的相同的自然换向的整流器模式工作时，还要求对门控开关装置进行脉冲抑制，所以它们保持关断状态。dc链电容器的效应取决于它的电容，其中大电容导致峰值导致峰值/均方根线圈电流的比值增大。当如此配置时，开关模块不能调整定子线圈电流波形或正常工作的发电机dc输出电流或发电机dc短路故障电流和转矩。

不同于对于电流源变流器在从发电转换到电动回转模式并且反之亦然时dc链电压反转极性，而dc链电流保持单极性，在电压源变流器的情况中，在从发电转换到电动回转模式和反之亦然时dc链电流反转极性而dc链电压保持单极性。为了使得此差异明显，图11示出电动回转时应用的极性的dc链电流。当电动回转时，每个H桥在反转模式下工作。电压源逆变器H桥拓扑具有与图8图示的开关状态的近似等效的两个开关状态，并且相应地，它们在图11中也标识为第一开关状态和第二开关状态。在这些状态中，通过门控制将对角线上的装置对导通，同时通过门控制将相对对角线上的装置对关断。在第一开关状态中，功率电子装置S2和S3处于导通状态并且电流在线圈中从左向右流，而线圈的左侧端子具有相对于其右侧端子的电压为正的电压，此电压由dc链电容器上的电压强加。从第一开关状态到第二开关状态的强制换向图示为状态1-2，并通过关断功率电子装置S2和S3发起，由此导致电流快速地转移到相对的对角线状态中，其中与功率电子装置S1和S4并联的自由轮二极管导通，并且对于线圈端子电压反向。在预定成消除所说的“相腿”中上下装置的同时导通的风险（例如，左侧相腿的装置S1和S2一般不得同时处于导通状态）的所说的“停滞时间”之后，功率电子装置S1和S4导通，而与装置S1和S4并联的自由轮二极管继续导通。dc链电容器上的电压和线圈开路电压随时间的变化，与换向电感组合，最终变得足够导致线圈电流反转。第二开关状态在线圈电流反转的时间点处建立。在功率电子装置S1…S4中流动的电流促使电流在dc链电容器中以第一极性流动，而在与装置S1...S4并联的自由轮二极管中流动的电流促使电流在dc链电容器中以相反的极性流动。由此，ac波动电流在dc链电容器中流动，并且在此之上叠加上文定义的近似恒定的dc链电流。在此电压源变流工作模式中，H桥具有控制线圈功率因子的有限能力，但是具有以允许与优选地同步低阶整数谐波电流和电压的同时达到线圈电流与线圈开路电压之间的优选正交关系的方式调整线圈电流波形的最小能力。电压源逆变器固有地以大约等于峰值线圈开路电压的dc链电容器上的峰值电压工作。当dc链电容器的电容增加时，dc链电压波动减小，而峰值/均方根线圈电流的比值增加。当dc链电容器的电容减小时，dc链电压波动增加，而峰值/均方根线圈电流的比值减小，以及换向期间电流的变化率变得不明确。

将功率电子装置切换频率约束为与定子基本频率相同的电压源变流器操作的前文描述具有标识的性能限制因素，该性能限制因素与无法以优选方式控制线圈电流波形有关，并且使用每个开关模块的PWM控制来解决这些因素在技术上是可能的。虽然PWM操作使得实现线圈电流波形控制、线圈开路电压和dc链电压之间增加的相关性程度成为可能，但是这是以增加的切换频率、增加的切换功耗和增加的复杂性为代价实现的。

电压源逆变器具有与图8的第四和第五开关状态近似等效的开关状态，并且根据线圈开路电压的极性，每个状态具有两个形式。相应地，第五开关状态的第一形式图示并标识为状态5a。在此状态中，功率电子装置S3和S4同时选为处于导通状态，并且这样的短期效应是导致dc链电容器的浪涌电流型放电，其导致装置S3和S4经受短期且潜在损害性热过载。将这些装置设计成使得它们能够在上文描述的浪涌电流之后承载电流是可能的，这样的潜在有益的第一长期效应是提供能够用来以便于允许dc链电流旁路故障开关模块的dc链电流的路径。这样的不利第二长期效应是提供其中关联的线圈被串联连接路径短接的电流路径，其包括与功率电子装置S1和S3并联的自由轮二极管。当线圈的右侧端子相对于左侧端子处于正电压下时，第五开关状态的第一形式在线圈开路电压的半周期期间是有效的。当关联的线圈被串联连接路径短接时，第五开关状态的对应第二形式（即状态5b，未示出）在线圈开路电压的另一半周期期间是有效的，该串联的路径包括功率电子装置S4和与功率电子装置S2并联的自由轮二极管。当功率电子装置S1和S2同时导通时，第四开关状态的对应形式在线圈开路电压的对应半周期中是有效的。如果利用第四或第五开关状态的潜在好处以便于提供开关模块故障之后的性能渐进式退化，则必须将保险丝或其他电路中断装置与每个线圈串联连接。

图12示出可以如何将开关模块2安装到电机。该电机具有单层线圈4，如图4示意性示出的，单层线圈4位于定子组装件6中提供的定子槽中。但是将容易地认识到，具有两层或以齿为中心绕组的电机可以采用相似的通用布置，端线圈绕组悬垂具有其各自的形状。

将转子8安装到转子轴10。将永磁体12的圆周地隔开的阵列安装在转子8的径向外表面上，并通过气隙与定子间隔开。

主壁绝缘14包围线圈侧的槽内区域，并超出定子芯组合件16的轴端延伸到空气空间中。线圈端部形成为使端绕组悬垂18之间能有间空。因为主壁绝缘14的槽内区域暴露于dc电压分量支配的径向电压应力，所以其电场分布由绝缘材料的电阻率支配。可以通过并入细且均匀分布的纳米颗粒填充材料来增强其耐受高平均电场强度的能力，因此该复合绝缘材料在漏电电流与电压之间具有非线性关系，或其造成绝缘块相对于主dc电压应力进行应力分级。优选地，该复合绝缘材料具有基本各向同性电阻率特征，并且将主壁绝缘14延伸超出槽端以便在端绕组悬垂18的表面处随着其离开槽内区域提供轴向电压应力分级。足够的轴向应力分级是必要的，以便克服表面电压崩溃或漏电起痕的风险，并且这可以通过复合主壁绝缘材料的端延伸或通过在复合主壁绝缘材料的端延伸表面上应用专用应力分级带或涂层来完整地提供。该复合绝缘材料可以包括环氧树脂和碳化硅纳米颗粒的分布。填充物的颗粒尺寸分布优选地将如此以确保绝缘块中基本均匀的颗粒糙面之间的接触。

本发明优于其绝缘***经受大ac损耗和部分放电的常规电机的有益之处在于，上文描述的应力分级机制（其依据dc电压应力支配ac电压应力来定义，并且定义了绝缘***电阻率）响应ac电压应力经受最小的耗散或放电。相应地，应力分级机制有益地改进了绝缘***的稳定性和预期使用寿命。本发明优于其线圈在ac域中串联互连（其中这些串联互连潜在地延伸在多个磁极距上，以及其中线圈间绝缘***由此经受很大的ac电压应力、损耗和部分放电）的常规电机的又一个有益之处在于线圈间电压最小，并由此线圈间绝缘经受低电压应力。相应地，本发明有利地允许线圈以最小束绝缘来缠绕并预先形成，然后可以使用紧密过程围绕线圈侧的槽内区域组装无放电主壁绝缘组件，最后可以将预先形成和预先绝缘处理的线圈***到定子槽中。

该电机的定子6可以通过经由导管（未示出）的径向空气流来进行冷却，该导管通过在定子芯组合件中的叠层表面之间间隔地沿着其轴向长度提供空间来形成。经这些导管的气流可以沿径向地向内或沿径向地向外，并且可以例如通过轴驱动的风扇或电风扇强行推动经这些导管的气流。该空气流可以在双或单环形闭合回路中，该双或单环形闭合回路包括位于定子壳体20与定子护铁外侧之间的空间，端绕组悬垂18和转子8与定子6之间的气隙。在相对于其功率输出具有相对较大的外表面区域的电机中，可以通过此表面区域将其热耗散到周围温度，但是在任何情况中可以通过添加适合的热交换器来作为补充，该适合的热交换器可以是简单地增大定子的外表面区域或调适成包括与合适的热交换液体和远程热交换器接触的内或外表面。定子端护罩和/或适合的挡板可以在定子的轴端处将空气流引导通过端绕组悬垂区域。在一些情况中，定子可以足够好地进行冷却而不借助于上文提到的空气回路，即可以通过经过定子组装件的到定子组装件的外表面或热交换器的传导来进行冷却。

开关模块2设为紧密靠近端绕组悬垂18，使得每个开关模块的ac端子22与对应的线圈端之间有短连接。开关模块2以与线圈基本相同的电压工作，并且因此必须与定子框架20绝缘。每个开关模块2与其对应的线圈4之间需要最小绝缘。

在电机使用内部空气回路的情况中，还可以对开关模块进行空气冷却，并获益于用于冷却端绕组悬垂的径向空气流。在任何情况中，功率电子装置通过短线圈引线24电以及热连接到线圈4，并且所以能够在逼近线圈端温度（通常<150ºC）的温度下工作的装置将是首选。这将包括采用如碳化硅的宽带隙材料的功率电子装置。在一些情况中，可以将这些开关模块布置成允许功率电子装置被线圈端绕组冷却，并且可以使用适合的电绝缘但是导热的界面将这些开关模块固定到端绕组悬垂表面。将开关模块内的其他组件次优地热连接到线圈端，并且可以根据冷却空气温度对这些其他组件定额。

参考图13，开关模块2通常尽可能地自包含，以便简化附属供电源和控制接口和将可靠性最大化。可以从关联的控制器26提供用于定义H桥的功率电子装置S1…S4的门驱动信号g1…g4。将能量恢复电路的储能电容器端子处（或电压源变流器型开关模块的dc链电容器处）的电压作为同步信号和供电源电压提供到控制器26。此电压等于或大于线圈端子电压的整流的峰值。

更具体地来说，每个控制器26从对应的能量恢复电路接收同步信号和供电源电压ERC±m，从第一相邻开关模块接收相应的线圈端子电压28、公共参考信号30（可以通过无线方式传送）、同步信号32，以及从第二相邻开关模块34接收同步。每个控制器还可以可选地从例如具有适合绝缘***的本地脉冲变压器36接收辅助供电源输入。控制器26将门信号g1…g4提供到功率电子装置S1…S4，并且可选地还将其提供到能量恢复电路中的任何功率电子装置。

每个控制器26内的内部供电源由开关模式的供电源（未示出）导出，其从能量恢复电路（或从电压源变流器型开关模块的dc链电容器）接收供电源电压。虽然该电机以额定速度的至少10%旋转，但是通常满足每个控制器26的供电源要求，并且提供允许电机黑启动（black started）的控制***来将电机黑启动是可能的。在正常工作情况下，控制器26无需任何其他形式的供电源输入。在其他工作情况中，例如，如果需要永磁发电机以非常低的速度电动回转，则控制器从附属供电源输入接收功率。

作为公共参考信号30的一部分传送的一组参考数据包括至少相移参考和脉冲宽度参考。对于电动回转控制目的，它还可以包括速度参考、方向和同步脉冲。每个控制器26同步到对应的线圈端子电压28，并通过比较相邻的第一和第二开关模块提供的同步信号32、34来确定旋转方向。线圈端子电压/频率比在预定的工作速度（例如，对于上文描述的第一和第二电机，这可以是0.2pu – 1.1pu的额定速度）上是基本恒定的，相对于线圈端子电压的同步可以有益地采用其输出具有基本恒定的峰值到峰值ac电压输出的硬件积分器功能。该同步功能生成相位参考信号，开关模块2中的个体开关事件的定时是根据该相位参考信号确定的。在调整为适应电流源变流器的要求的控制器的情况中，缺省脉冲宽度参考可以是通过在相等的半周期持续时间且小于换向过程的持续时间内提供与上文概述的第一和第二开关状态对应的门驱动信号以促使从线圈端子提取对称梯形电流波形的脉冲宽度参考。其他脉冲宽度参考状况促使从线圈端子提取对称的准方形电流波形，正如先前描述。在电压源变流器的情况中很少有机会控制线圈电流波形。响应公共相移参考输入生成功率电子装置S1…S4的门驱动信号g1…g4与线圈端子电压之间的相应相移。正如先前描述，线圈端子电压与线圈开路电压不相同，并且这是因为线圈开路电压不可访问 – 相应地，公共相移参考必须包括估计的项作为对线圈内电抗电压降的补偿。此补偿通过总控制器（未示出，但是可以可选地将控制器26与之组合或集成）来提供，总控制器可以包括用于功率电子开关组装件的第一和第二dc负载端子处的电流和电压的传感器，并且具有换向电感数据。

然而永磁发电机或分开激励的发电机的应用不一定依赖于控制***在所有时间同步到线圈电压的能力，因为可以使用可再生能源（例如，风力涡轮组装件）或原动机（例如，柴油引擎或涡轮）来使转子轴从静止旋转并达到线圈电压足够允许控制***有效工作的最小速度，电动回转应用固有地依赖于使转子轴从静止旋转的控制功能性。上文描述的控制功能有效地定义在大于约0.1pu的速度下有效的无编码器控制***，此限制通过功率电子装置点火事件同步到由集成的定子电压推导的相位参考信号来设置。在约0.1pu以下的速度时，线圈电压不足以允许控制***有效，并且要求将功率电子点火事件与轴绝对位置同步。可以采用任何便利形式的轴绝对位置编码器，并且可以将其输出数据提供到总控制器（未示出）。因此，可以将该输出数据并入该组参考数据内，将该组参考数据作为传送到所有控制器26的公共参考信号30的一部分传送。在大多数常见电动回转的应用中，用于每个开关模块2的控制器26将包括允许定义H桥的功率电子装置S1…S4的点火事件同步到相位参考信号的功能，其中相位参考信号通过在定子电压不足以允许控制***有效时根据定子组装件内的开关模块的位置将轴绝对位置与的预设位置偏移量相加来推导。总控制器负责控制机器发电时如何将功率输送到负载，以及电动回转时如何将功率提供到机器，并且这可以根据总控制器参考和反馈输入设置一组参考数据来实现，这是根据本领域技术人员公知的，无需进一步描述。

Claims (16)

1.一种dc电机，其包括：

具有Np个旋转场磁极的转子(8)；

具有Ns个绕组槽的电枢(6)，其中Ns/Np是非整数比值；

具有接收在所述绕组槽中的多个线圈(4)的电枢绕组，所述电枢绕组定义多个电枢相；以及

功率电子开关组装件，其包括：

第一dc负载端子(DC+)；

第二dc负载端子(DC-)；以及

多个开关模块(2)，每个开关模块具有两个ac端子和两个dc端子并且包括功率电子装置(S1-S4)；

其中每个线圈(4)连接到相应开关模块(2)的所述ac端子；

其特征在于，第一比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc负载端子(DC+，DC-)之间，以及第二比例的开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc负载端子(DC+，DC-)之间以定义两个并联dc电路。

2.如权利要求1所述的dc电机，其中Ns/Np表示为n±δ，其中n是整数，以及δ是非整数游标移位。

3.如权利要求2所述的dc电机，其中所述场磁极围绕所述转子(8)的圆周均等地分布，并且所述游标移位围绕所述电枢(6)是一致的。

4.如前面任何一个权利要求所述的dc电机，其具有电枢相序列，其中物理上远离的电枢绕组的线圈(4)在所述电枢相序列中是相邻的。

5.如权利要求4所述的dc电机，其中所述电枢相序列的旋转方向与所述转子(8)的旋转方向是相同的或相反的。

6.如权利要求1所述的dc电机，其中每个电枢相由两个或更多个电枢绕组的线圈(4)定义，以及其中特定电枢相中的每个电枢线圈的所述开关模块(2)受控制使得它们的开关事件基本同时发生。

7.如权利要求6所述的dc电机，其中特定电枢相中的所述电枢绕组的线圈(4)围绕所述电枢(8)在圆周上基本均等地分隔开。

8.如权利要求1所述的dc电机，其中所述电枢绕组的线圈定义：(i)Ns/2，(ii)Ns/4，或(iii)Ns个电枢相。

9.如权利要求1所述的dc电机，其中所述电枢绕组的线圈定义：(i)两层线圈，(ii)单层线圈。

10.如权利要求1所述的dc电机，其中所述电枢绕组的线圈定义为齿线圈。

11.如权利要求1所述的dc电机，其中所述电枢(8)包括圆周基准线，以及在所述圆周基准线的相对侧上的并联dc电路中产生的电压的量值和极性是基本平衡的。

12.如权利要求1所述的dc电机，其中第三比例的所述开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc端子(DC+，DC-)之间，以及第四比例的所述开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第一和第二dc端子(DC+，DC-)之间以定义两个附加的并联dc电路。

13.如权利要求1所述的dc电机，其中所述功率电子开关组装件包括第三dc端子(DC2+)和第四dc端子(DC2-)，以及其中第三比例的所述开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第三和第四dc端子(DC2+，DC2-)之间，以及第四比例的所述开关模块将其dc端子一起串联连接在所述第三和第四dc端子(DC2+，DC2-)之间以定义两个并联dc电路。

14.如权利要求1所述的dc电机，其中每个开关模块(2)包括H桥，所述H桥具有dc端子和连接到对应电枢绕组的线圈(4)的ac端子的ac端子。

15.如权利要求14所述的dc电机，其中每个开关模块(2)包括能量恢复电路，所述能量恢复电路连接到所述对应H桥的所述ac和dc端子。

16.如权利要求1所述的dc电机，其中每个开关模块(2)由控制***(26)来控制。