CN103618454A

CN103618454A - 一种多相同步开关稳压器

Info

Publication number: CN103618454A
Application number: CN201310608539.0A
Authority: CN
Inventors: 李志鹏
Original assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2013-11-26
Filing date: 2013-11-26
Publication date: 2014-03-05

Abstract

一种多相同步开关稳压器，提供了多相同步开关稳压器电路，包括N个并联的功率级，每个级的同步时序控制信号，彼此相差360°/N。每个功率级给负载提供电流I_OUT/N。电流模式和电压模式控制的实现，提供了高效率、低电压、高电流同步开关稳压器电路，它具有低输入电流纹波，低电磁干扰，高转换率的能力和低输出纹波的特点。

Description

一种多相同步开关稳压器

技术领域：

本发明涉及同步开关稳压器电路。更特别地,相比于单相同步开关稳压器，本发明涉及多相同步开关稳压器电路,提供低输入电流峰值、较低的输入纹波电流、低纹波输出电流有效值、具有更高的转换速度能力和更少的输入和输出滤波的要求。

背景技术：

稳压器从一个不特定的、波动的或者是有一个不恰当振幅的电压源，向负载提供一个预定的并且大致上持续的输出电压。这样的稳压器通常采用一个开关，包括串联或并联到负载的一个或多个开关元件。开关元件可能是,例如,功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关。控制电流通过改变开关元件的打开和关闭时间(即稳压器的占空比,这是打开的时间占整个周期的百分比)来调节当前提供给负载的电流。电感储能元件通常是用来将开关电流脉冲转换成一种稳定的负载电流。

同步开关稳压器包括一个主开关元件和一个同步开关元件,通常是在非重叠时钟脉冲驱动下，并且在一个稳压下向负载提供电流。同步开关稳压器,使用功率MOSFET开关，它经常被用在便携式电池供电的电子产品和温度敏感的产品当中。这些稳压器通常将波动的输入电压转换成稳定的输出电压。这样的稳压器提供了很高的工作效率,几乎没有热量的产生，因此长电池寿命。

同步开关稳压器的占空比通常是由监控稳压器的输出电压控制的。特别是控制电路产生一个与稳压器的输出电压和一个参考电压成正比的反馈信号V_e。V_e可以被用来提供“电压控制型”或者“电流控制型”。在电压控制型稳压器中,V_e和一个周期性的锯齿波形V_s被提供到一个比较器的输入,比较器的输出控制功率MOSFET开关的占空比。例如,如果V_e已经连接到比较器的同相输入端,V_s连接到比较器的反相输入,并且在每个时钟周期的开始V_s低于V_e、这样比较器的输出为高电平,主开关和同步开关是关闭的。当V_s超过V_e，比较器的输出状态发生变化，为低电平,关闭主开关,并且打开同步开关。

在电流型稳压器中、一个电压V_i按电感器的输出电流正比产生,V_i和V_e提供到一个比较器的输入端,比较器的输出控制功率MOSFET开关的占空比。例如,如果V_i已经连接到比较器的同相输入端,V_e连接到比较器的反相输入,并且在每个时钟周期的开始V_i低于V_e、这样比较器的输出为高电平,主开关和同步开关是关闭的。当V_i超过V_e、比较器的输出状态发生变化，为低电平,关闭主开关,并且打开同步开关。这样，当输出电流达到其所期望的值时，主开关关闭。

先前的技术同步开关稳压器通常包括一个单相时钟控制的功率级。这样的单相同步开关稳压器效率低下,然而,对于应用来说,它需要低电压(例如小于2伏特)和高电流(例如大于35安培),如先进微处理器的电源。特别是,因为降压型开关稳压器的输入均方根（RMS）纹波电流是大约输出电流的一半,高输出电流的降压型开关稳压器，要求大的输入电容来提供足够的输入纹波滤波。通常这需要许多电容器并联连接,这不仅昂贵，并且消耗宝贵的电路板空间。

此外,对于许多开关调节器的拓扑结构,由于主开关的开关动作，输入电流有剧烈波动。因为调节器的输入电流峰值约等于电路的输出电流,大电流设计需要大量的过滤限制传导电磁干扰(EMI)。进一步,对于应用程序来说,它需要输出电流大于大约15安培,必要的输出滤波器电感器太大,无法使用表面组装技术实现。此外,大型输出电容器通常被要求减少输出纹波电流。

此外,许多先进的微处理器有动态加载特性,经常在很短的时间跨度,往往数十到数百纳秒，从近零负载到满负载。微处理器的电源必须有非常高的电流转换速率的能力来满足动态负载这样的需求,最小化负载的解耦电容。高转换速率能力要求电感值应该最小化。因为输出纹波电流和电感值成反比,然而,先前技术的同步开关稳压器电路只有以大输出纹波电流为牺牲，来实现高转换速率。

鉴于上述,高效、低电压、高电流、具有较低的输入和输出纹波电流的同步开关稳压器电路是很被期望的。

它将进一步需要提供低电压、高电流、限制电磁干扰（EMI）的同步开关稳压器电路。

它将进一步需要提供低电压、高电流、可以实现使用表面贴装技术的同步开关稳压器电路。

它将进一步需要提供低电压、高电流、有高电流转换速度能力和低输出纹波电流的同步开关稳压器电路。

发明内容：

因此本发明的一个目的是提供高效、低电压、高电流同步开关调节器电路,具有较低的输入和输出纹波电流。

本发明的另一个目的是提供低电压、高电流、限制电磁干扰（EMI）的同步开关稳压器电路。

本发明的另一个目的是提供低电压、高电流、可以实现使用表面贴装技术的同步开关稳压器电路。

本发明的另一个目的是提供低电压、高电流、有高电流转换速度能力和低输出纹波电流的同步开关稳压器电路。

本发明的技术解决方案：

根据本发明的这些目的被多相同步开关稳压器电路达到了,它提供加载在输出电流I_L上的稳定的输出电压V_OUT给负载R_L。典型的电压稳压器包括并行连接的N个功率级,每个级同步到一个定时控制信号,它们相邻的级相差360°/N。每一个功率级供应电流I_OUT/N到负载。电路可以实现电流型和电压型控制。

对比专利文献：CN2065776U同步开关式全自动稳压器90204867.8，CN201352323Y一种高效同步整流降压型稳压器200920130174.4

附图说明：

从以下详细描述并且结合以下图纸，本发明的上述目的和功能可以更清楚地被理解,其中相同的参考数字表示相同的结构元件贯穿始终:

图1A是一个典型的单级电流型同步开关稳压器的原理图；

图1B是一个典型的单级电压型同步开关稳压器的原理图；

图2是一个典型体现依照本发明原则构造成的3级电流型同步开关稳压器的原理图；

图3是一个典型体现依照本发明原则构造成的3级电压型同步开关稳压器的原理图；

图4A是为图2中电路提供定时控制信号的三相时钟；

图4B是一个为图3中的PWM控制器提供定时控制信号的三相电压波形图；

具体实施方式：

为了提供本发明的背景,以下首先详细描述了先前已知的单相同步开关稳压器电路。然后,描述了这些先前已知的稳压器经过修改而构造的多相稳压器并且公开了可选择的替代品。

A.先前技术单相同步开关稳压器

图1展示了先前技术下的单相电流型同步开关稳压器10，它的电流取样电阻20监控通过电感16的电流I_L。稳压器10通常是用于从一个不稳定的电源电压V_IN(如一个电池)到一个稳定的驱动负载R_L的输出电压的直流到直流转换,虽然可能只是显示为一个电阻器,例如,一个便携式通信设备或计算机。

稳压器10通常工作如下:在一个工作周期的开始,振荡器36生成一个单相时钟信号在所需的开关频率上,通常是30-300千赫,然后使锁存器34置位,导致激发器32打开主开关12并且关闭同步开关14。这个使得一个大约在V_IN-V_OUT的电压加在电感器16上,增加了通过电感16的电流I_L。电路取样放大器26检测在取样电阻24上的电压,并产生一个连接到比较器30同相输入端的输出电压V_Is。比较器30的反相输入端会耦合到误差放大器28的输出V_EC。V_EC是正比于参考电压V_REFC和反馈电压V_FBC的差,其值取决于V_OUT和电阻分压器20和22。电感器16和电容器18形成一个低通滤波器来去除输出电压V_OUT的不良的开关频率谐波。

当电感电流I_L增加,V_Is增加。当I_S超过V_EC时,比较器30回差并且重置锁存器34,导致激发器32关闭主开关12并且打开同步开关14。这改变了加在电感器16上的电压，大约是-V_OUT,使得由同步开关产生的电感电流I_L减少，直到振荡器36的下一个时钟脉冲置位锁存器34。

因此在正常工作时,当误差放大器28的输出V_EC设置的电感电流I_L达到预定的水平,主开关12是关闭的。如果稳定的输出电压V_OUT增加到高于电阻分压器20和22和参考电压V_REFC预定的稳态值,误差电压V_EC减少。因此，V_Is在开关周期时比在稳态工作时更早地超过V_EC。缩短的占空比导致稳定的输出电压V_OUT降低,直到到达之前的稳态值。然而,如果稳定的输出电压V_OUT下降到低于预定的稳态值,误差电压V_EC增加,而开关12的占空比延长，因为V_Is在开关周期时比在稳态工作时更晚地超过V_EC。占空比的加长使得稳定的输出电压V_OUT增加,直到到达之前的稳态值。

另外,先前技术的同步开关稳压器可以实现使用电压控制,稳压器监控输出电压来设定占空比。图1B显示了这样一个先前技术的单相同步开关稳压器50,它的工作如下:主开关52和同步开关54耦合到脉宽调变(PWM)控制器64，在稳定的输出电压V_OUT的变化的响应下，改变稳压器的占空比。特别的是,误差放大器66按比例与任何参考电压V_REFV和反馈电压V_FBV之间差的变化，产生输出电压V_EV。电阻分压器60和62按稳定的输出电压V_OUT成比例地来设置V_FBV的值。

特别是,在每个时钟周期的开始,脉宽调变(PWM)控制器64打开主开关52并且关闭同步开关54。当锯齿波发生器68所产生的锯齿波信号超过V_EV，脉宽调变（PWM）控制器64使主开关52关闭并且打开同步开关54。图1的电流型控制稳压器中，电感器56和电容器58形成一个低通滤波器来去除输出电压V_OUT的不良的开关频率谐波。

在正常工作时,如果V_OUT降低到低于电压分压器电阻60和参考电压V_REFV设定的期望的稳态值，V_EV增加,因此在时钟周期里，锯齿波发生器68所提供的锯齿波信号更晚地超过V_EV,导致PWM控制器64延长了主开关52的持续时间。因此,通过总开关52和电感56的电流增加了,V_OUT增加直到达到之前的稳态值。然而,如果V_OUT增加到高于期望的稳态值,V_EV减少,因此在时钟周期里，锯齿波发生器68所提供的锯齿波信号更早地超过V_EV,导致PWM控制器64缩短了主开关52的持续时间。因此,通过总开关52和电感56的电流减小了,V_OUT减少直到达到之前的稳态值。

B.多相同步稳压器

图2显示了一个典型体现依照本发明原则构造成的多级电流型同步开关稳压器的原理图。稳压器70包括3个独立的电流型开关稳压器级,70a,70b和70c,每一种都是源自图1的单相调节器10。稳压器级70a,70b和70c是相同的,除了70b和70c共享由电阻分压器20a和22a,参考电压V_REF和误差放大器28a构成的输出电压反馈回路，同样功能如上所述。

稳压器级70a包括一个主开关12a、同步开关14a、电感器16a、取样电阻24a、输出电容器18a、分压器电阻20a和22a,取样电流放大器26a、误差放大器28a、比较器30a、激发器32a、锁存器34a和振荡器36a，当相应的电路元件像图1中所述一样连接。

稳压器级70b包括一个主开关12b,同步开关14b、电感器16b、取样电阻24b、输出电容器18b、取样电流放大器26b、比较器30b、激发器32b、锁存器34b和振荡器36b，比较器30b的反相输入端耦合到误差放大器28b的输出V_e，完成稳压器级70b的反馈回路，结合图1，同样功能如上所述。

稳压器级70c包括一个主开关12c,同步开关14c、电感器16c、取样电阻24c、输出电容器18c、取样电流放大器26c、比较器30c、激发器32c、锁存器34c和振荡器36c，比较器30c的反相输入端耦合到误差放大器28c的输出V_e，提供稳压器级70c的反馈信号,结合图1，同样功能如上所述。

如图4A所示，振荡器36a,36b和36c生成一个三相时钟φ₁,φ₂和φ₃。时钟信号φ₁,φ₂和φ₃工作在一个常见的开关频率f_s＝1T_S,但是它们相互相差相位360°/3=120°。因此,稳压器级70a,70b和70c相互相差相位360°/3=120°。如图4A所示,时钟信号,φ₁,φ₂和φ₃是方波脉冲。行业中的人们将会认识到,时钟信号φ₁,φ₂和φ₃可能是重叠或非重叠的波形。振荡器36a,36b和36c行业中已知的,将不会进一步在文中描述。

因为比较器30a、30b和30c的每一个反相输入端都从误差放大器28a的输出V_e接收相同的控制信号，稳压器70a,70b和70c提供大致相等的电流I_L1，I_L2，I_L3。更进一步,因为电流I_L1，I_L2，I_L3都只有提供给负载R_L的总输出电流I_OUT的1/3、电感16a,16b和16c都小于所需的单级设计,可以实现使用表面贴装技术。此外,由于电流I_L1，I_L2，I_L3彼此有着相位差,他们的纹波电流往往消失,从而减少了复合输出纹波电流。因此,每个级可能是专门为了高的转换速率功能而设计的，通过使用一个较小的电感器(因此每级由更高的输出纹波电流)比起通常一个单级的设计。

此外,输入电流脉冲稳压器级70a,70b和70c是时间交错的,有效提高了在稳压器70每个级开关频率到开关频率f_s的三倍。进一步的，稳压器70占空因数明显的增加了，因为在单级设计中开关12a,12b和12c的复合打开时间长于主开关的打开时间。因为每个级的峰值电流的降低(如,通常为I_OUT3）并且输入电流脉冲是时间交错的，输入电流最大值—平均值减少了。因此,相比起单级设计,总均方根输入纹波电流降低了，因此输入滤波电容器的需求和产生的电磁干扰（EMI）减少了。

行业中的人们将会认识到,本发明的电路可以使用不同于上文展示和讨论的电路元件。例如,可以使用霍尔效应式设备、电流取样变压器、或其他适合的电流取样设备来代替取样电阻24a，24b和24c。

图3显示了的另一个典型体现本发明的多相同步开关稳压器的示意图。特别是,稳压器80包括3个独立的电压控制模式开关稳压器级,80a,80b和80c,每一种都是源自于图1B中的单相稳压器50。稳压器级80a,80b和80c是相同的,除了稳压器级80b和80c还包括按照本发明的原理，使得稳压器级80b和80c等于输入电流稳压器80a的误差放大器82和84。

稳压器级80a,80b和80c每个都包含一个主开关稳压器，它包括主开关52a-c,同步开关54a-c,输出电容58a-c，电感56a-c,分压器电阻60a-c和62a-c，参考电压

误差放大器52a-c,脉宽调变（PWM）控制器64a-c和锯齿波发生器78a-c。每个主开关稳压器功能都与如图1B所述单相稳压器一致。依照先前已知的技术构造的锯齿波发生器78a,78b和78c,生成如图4B中的锯齿波形Bussφ_1S,φ_2S和φ_3S,工作在一个共同的频率f＝1T_S,但是它们相互相差相位360°/3=120°。因此,稳压器级80a,80b和80c相互相差相位120°。

虽然理想情况下所有三个稳压器级80a-80c是相同的,但是实际上,在元件上值的小的变化(如分压器电阻60a-c和62a-c,参考电压

)引起每一级之间的输出电压存在微小的差别(如几个百分点近似的差别)。除非被纠正过来,不然这样的小错误将导致每一级之间的大的电流不平衡。

为了防止这样大的级间电流不平衡，稳压器80包括额外的电路,强制电流在每个级要大致相等。特别是,稳压器80a,80b和80c也包括耦合在输入节点V_IN和主开关52a-c之间的电流取样电阻72a-c。电容器76a-c耦合在地电势与电阻72a-c和主开关52a-c之间的形成的节点之间。电阻72a-c和电容76a-c提供过滤，来限制每一稳压器级的输入电流纹波。稳压器级80a,80b和80c还包括电流取样放大器74a-c，它的输入耦合到取样电阻72a-c，它的输出V_ca-V_cc分别与稳压器级80a,80b和80c输入电流I_a-I_c成正比。

稳压器级80b和80c还包括误差放大器82b和84c,迫使稳压器级80b和80c的输入电流I_b和I_c大致上等于稳压器级80a的输入电流I_a。即稳压器级80a能作为一个主控制,稳压器级80b和80c作为从属，它们的输入电流被迫大致上等于输入电流的主控制。特别是,电流取样放大器74a的输出V_ca耦合到误差放大器82和84的反相输入端。电流取样放大器74b的输出V_cb耦合到误差放大器82的同相输入端。电流取样放大器74c的输出V_cc耦合到误差放大器84的同相输入端。电阻器86耦合在输出V_cec和误差放大器82的输出端和误差放大器52b的反相输入端，电阻器88耦合在输出V_cec和误差放大器84的输出端和误差放大器52c的反相输入端。

误差放大器82按照正比于输入电流I_a和I_b之间的差别，提供输出V_ceb。加上误差放大器52b,误差放大器82往往使得I_b大致上等于I_a。特别的是,如果输入电流I_b小于输入电流I_a,V_cb将低于V_ca,这将导致误差放大器的82输出V_ceb从其稳态值减少。因此,误差放大器52b的输出误差电压V_eb将增加,这将导致脉宽调变（PWM）控制器64b增加主开关52b的占空比，从而增加输入电流I_b，但是,如果输入电流I_b大于输入电流I_a，V_cb将大于V_ca,这将导致误差放大器82的输出V_ceb从其稳态值增加。因此，误差放大器52b的误差电压V_eb将下降,这将导致脉宽调变（PWM）控制器64b减少主开关52b的占空比，从而减少输入电流I_b。误差放大器84工作在一个类似的方式下，使得输入电流I_c与输入电流I_a大致相等。

从事本行业的普通工作着也会认可,本发明并不局限于上述使用三个稳压器级、采用三相时钟或具体化的锯齿波形。相反,本发明更一般包括N个稳压器级的连接，每级都同步一个时钟(电流型控制实现)或锯齿波形(具体化的电压型控制),相邻的级相差360°/N。每个级供应电流I_L/N到负载，复合稳压器工作在一个明显的开关频率Nf_s下,M，f_s是每个独立的级的开关频率。

行业中的人们将会认识到,本发明的电路可以使用不同于上文展示和讨论的电路元件。例如,本发明还可以使用众所周知的升压和正向变换器电路拓扑。所有这些修改都在本发明的范围内,本发明不受限制，只受本发明的权利要求所限制。

Claims

1.一种多相同步开关稳压器,其特征是：在输出节点产生一个输出信号,在稳压下，输出信号提供一个电流I给负载,该稳压器包括：应用一个输入信号的一个输入节点；生成N相定时脉冲的定时电路；耦合到控制电路的输出节点,控制一个工作周期的稳压器；N级同步开关稳压器耦合到输入节点、输出节点、定时电路和控制电路,在N相定时脉冲的响应下，N个中每个稳压器级提供IN的电流到输出节点，这样N级稳压器彼此相差360°/N；其中该控制电路提供了电流控制；其中该控制电路提供了电压控制；控制电路由耦合到输出端的反馈电路组成，反馈电路提供N个反馈信号控制稳压器的占空比，每个反馈信号耦合到相应的第N级同步开关稳压器，并且有一个预定的关系到输出信号和一个参考电压；N个信号中的每个反馈信号，都与一个正比于参考电压的电压和一个正比于输出信号的电压的差成正比；N个信号中的每个反馈信号，都与一个正比于N个与其相应的参考电压和一个正比于输出信号的电压的差成正比；控制电路包括电流取样电路，用来监控N级多相同步开关稳压器的电流，并且提供取样信号来控制稳压器的占空比；控制电路包括：监控N级多相同步开关稳压器的电流，并且提供取样信号的取样电路；耦合到输出端和电流取样信号的反馈电路，反馈电路提供N个反馈信号，来控制稳压器的占空比；每个反馈信号耦合到相应的第N级稳压器级，并且根据输出信号和参考电压有一个预设值；每个反馈信号耦合到相应的第N级稳压器级，并且根据输出信号和相应的第N个参考电压有一个预设值；N个反馈信号进一步使得被稳压器的N个级的监控的电流大致上相等；定时脉冲包括方波；定时脉冲包括锯齿波。

2.根据权利要求1所述的一种多相同步开关稳压器，其特征是：一个多相同步开关稳压器在输出端产生一个输出信号，输出信号在稳定的电压下提供一个电流I供给负载，稳压器包括：一个有着输入信号的输入端；产生N相定时脉冲的定时电路；耦合到输出节点的反馈电路，反馈电路提供N个反馈信号，控制稳压器的占空比；一个多相同步开关稳压器的N级耦合到输入端、输出端、定时电路和反馈电路，N级一个多相同步开关稳压器的每一级在N相定时脉冲的响应下提供输出电流I/N到输出端；N级稳压器彼此相差360°/N；反馈电路进一步包括一个误差放大器；误差放大器有一个耦合到输出端的反相输入端，一个耦合到参考电压的同相输入端，一个控制稳压器占空比的输出端；反馈电路进一步包括一个分压电阻网络；分压电阻网络包括一个耦合在反相输入端和地电势之间的第一电阻，一个耦合在输出端和反相输入端的第二电阻；当输出端大致上是稳定的电压时，反相输入端的电压大致上等于参考电压；N级多相同步开关稳压器中的每一级都进一步包括一个比较器；反馈电路进一步包括：监控N级多相同步开关稳压器的电流，并且按监控电流的比例提供N个取样信号的取样电路；N个比较器中的每一个都有一个耦合到相应的第N个取样信号的同相输入端，一个耦合到误差放大器的输出端的反相输入端；一个控制N级多相同步开关稳压器中与其相应一级的占空比的输出端；电流取样电路包括一个电流取样电阻；电流取样电路进一步包括一个电流取样放大器；电流取样放大器有一个反相输入端，一个同相输入端，一个输出端；电流取样电阻耦合在电流取样放大器的输入端之间；电流取样放大器的输出端耦合到比较器的反相输入端；反馈电路包括N个误差放大器；每个误差放大器都有一个耦合到输出端的反相输入端，一个耦合到第N个相应参考电压的同相输入端，一个耦合到相应第N级稳压器，来控制稳压器占空比的输出端；反馈电路进一步包括N个反压电阻网络；每个分压电阻网络都耦合到一个相应的第N误差放大器并且包括一个耦合在反相输入端和地电势之间的第一电阻，一个耦合在输出端和反相输入端的第二电阻；当输出端大致上是稳定的电压时，反相输入端的电压大致上等于参考电压；反馈电路提供电压型控制，每一级多相同步开关稳压器都进一步包括监控N级多相同步开关稳压器的电流，并且按监控电流的比例提供N个取样信号的取样电路；每一级多相同步开关稳压器中电流取样信号都耦合到反馈电路，第N个反馈信号进一步使得每一级被监控的电流大致相等；电流取样电路包括一个电流取样放大器。

3.根据权利要求1所述的一种多相同步开关稳压器，其特征是：一种在输出端产生输出信号，并且在输出端以一个稳定的电压提供给负载电流的方法包括：在输入节点提供一个输入信号；提供产生N相定时脉冲的定时电路；提供耦合到输出节点来控制稳压器占空比的控制电路；提供一个多相同步开关稳压器的N级耦合到输入端、输出端、定时电路和控制电路，N级一个多相同步开关稳压器的每一级在N相定时脉冲的响应下提供输出电流I/N到输出端；N级稳压器彼此相差360°/N；进一步包括使用电流型控制来控制稳压器的占空比的方法；进一步包括使用电压型控制来控制稳压器的占空比的方法。

4.根据权利要求1所述的一种多相同步开关稳压器，其特征是：一种在输出端产生输出信号，并且在输出端以一个稳定的电压提供给负载电流的方法包括：提供一个多相同步开关稳压器的N级耦合到输入端、输出端、定时电路和控制电路，在输入节点接收一个输入信号；提供产生N相定时脉冲；控制稳压器占空比；N级一个多相同步开关稳压器的每一级在N相定时脉冲的响应下提供输出电流I/N到输出端；N级稳压器彼此相差360°/N。