CN103546038A - 一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，包括直流电源V_in、第一逆变桥臂和第二逆变桥臂、辅助电感、辅助变压器、辅助电容、隔离变压器及整流滤波电路。本发明采用移相控制方式，由于加入了辅助电感、辅助变压器和辅助电容组成的辅助网络，该变换器的原边电流在辅助变压器提供的电压源作用下提前换向，副边整流输出电压振荡得到了很好的抑制，且在较宽负载范围内实现原边开关管的零电压开关，不存在副边占空比的丢失，滤波电感电流纹波小，降低了输出噪声。

Description

一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器

技术领域

本发明涉及一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器。

背景技术

移相控制软开关全桥变换器由于综合了PWM开关和谐振型开关的优点，在开关过程中，利用谐振技术实现零电压/零电流开关，开关过程结束后又回到普通的PWM状态，它同时具备了开关损耗小，通态损耗低及PWM调压等优点，因此在中大功率的直流变换场合受到广泛的青睐。

而传统的移相控制零电压开关全桥变换器因副边整流二极管存在反向恢复问题，原边漏感与整流二极管寄生电容的谐振使得副边整流输出电压存在严重的尖峰电压及振荡，因而显著提高了整流管的电压应力及输出电压噪声。为了解决上述问题，国内外学者做了大量研究工作。副边采用RCD吸收电路，如附图1所示，其抑制尖峰电压和振荡的效果较好，但吸收电路功率耗散问题严重，降低了变换器的整机效率。副边采用有源或无损耗无源箝位的方式抑制副边电压振荡，抑制效果明显，并很好地解决了功率耗散问题，但此类方法均需要较大的箝位电容，易引起一次侧的电流尖峰，另外有源箝位的方式需要引入额外的开关，这就需增加额外的控制电路及驱动电路，增加了***的成本及复杂度。原边串饱和电感的方法可以明显增加滞后臂的软开关范围，占空比丢失小，且原边换流结束后主功率传输路径的等效串联电感值小可有效地抑制副边的电压尖峰和振荡，但是饱和电感工作于双象限，其磁芯体积大，发热严重，不利于变换器的集成。RichardRedl等人在原边加入两个箝位二极管和一个较大的谐振电感，如附图2所示，拓宽了软开关范围，并大大抑制了整流二极管的电压尖峰和振荡，但较大的谐振电感的加入导致的占空比丢失严重，且并不能消除变压器漏感引起的电压振荡，而箝位二极管的工作条件往往较差，降低了变换器工作可靠性及其效率。

发明内容

本发明的目的在于针对上述变换器所存在的技术缺陷提供一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，基于原边超前换流思想，由辅助变压器引入换流电压源，辅助耦合电感提供实现原边开关管软开关的能量，大大拓宽了变换器软开关范围，副边整流输出电压振荡得到了很好的抑制，且副边不存在占空比的丢失，同时滤波电感电流纹波减小，降低了导通损耗和输出噪声。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，包括直流电源、结构相同的第一逆变桥臂和第二逆变桥臂、隔离变压器以及整流滤波电路；其中每个逆变桥臂都包括二个开关管、二个体二极管和二个寄生电容，第一开关管的漏极分别与第一体二极管阴极、第一寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的正输入端，第一开关管的源极分别与第一体二极管阳极、第一寄生电容的另一端、第二开关管的漏极、第二体二极管阴极、第二寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的输出端，第二开关管的源极分别与第二体二极管阳极、第二寄生电容的另一端连接构成逆变桥臂的负输入端，直流电源的正极分别接第一逆变桥臂和第二逆变桥臂的正输入端，直流电源的负极分别接第一逆变桥臂和第二逆变桥臂的负输入端，隔离变压器副边绕组的输出端接整流滤波电路的输入端，其特征在于：

还包括由辅助电感、辅助变压器和辅助电容构成的辅助网络；其中辅助电感为耦合电感，原边绕组的一端接第一桥臂的输出端，原边绕组的另一端接耦合电感副边绕组与之异名的一端构成耦合电感的中点，副边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端。辅助变压器原边绕组的一端接辅助耦合电感的中点，另一端接辅助电容的一端，辅助电容的另一端接直流电源的负极，辅助变压器副边绕组中与辅助变压器原边绕组接辅助电容的一端是同名端的一端接第一逆变桥臂的输出端，辅助变压器副边绕组的另一端接隔离变压器原边绕组的一端，隔离变压器原边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端。

本发明披露了一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，其可以有效抑制副边整流电压存在的尖峰及振荡，并在宽负载范围实现开关管的零电压开关。与原有技术相比其主要技术特点是，基于原边超前换流思想，利用所述辅助变压器的副边绕组电压作为换流电压源，原边电流在环流阶段即实现换向，副边不存在占空比的丢失，存储于所述辅助耦合电感的能量可以在宽范围内实现原边开关管的零电压开关。由于辅助变压器的引入，使得隔离变压器在传统的零状态阶段由辅助电容向副边提供能量，滤波电感电流纹波小，降低了滤波电路的导通损耗及输出噪声，变换器的性能得到提高。

附图说明

附图1是副边加RCD吸收电路的移相全桥变换器电路结构示意图。

附图2是原边加箝位二极管的移相全桥变换器电路结构示意图。

附图3是本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器电路结构示意图。

附图4是本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器中辅助耦合电感等效后的电路结构示意图。

附图5是本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器主要工作波形示意图。

附图6～附图11是本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器在半个工作周期内的各开关模态示意图。

附图12是本发明的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器与传统全桥变换器副边整流输出电压v_rect和输出电压V_o简化波形示意图。

上述附图中的主要符号名称：V_in、电源电压。Q₁～Q₄、功率开关管。C₁～C₄、寄生电容。D₁～D₄、体二极管。T_ra、辅助变压器。C_a、辅助电容。L_a、辅助耦合电感。T_r、隔离变压器。L_k、隔离变压器漏感。L_r、串联谐振电感。L_m、激磁电感。D_R1、D_R2、输出整流二极管。C_DR1、C_DR2、输出整流二极管结电容。D_c、C_c、R_c、分别为RCD吸收电路中的二极管、吸收电容、吸收电阻。D_a1、D_a2、箝位二极管。v_rect、整流输出电压。L_f、滤波电感。C_f、滤波电容。R_Ld、负载。V_a、输出电压。v_AB、A与B两点间电压。v_OP、辅助变压器原边绕组O与P两点间电压。v_AC、辅助变压器副边绕组A与C两点间电压。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

附图3所示的是一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器电路结构示意图。由直流电源1、两个逆变桥臂2和3、隔离变压器4、辅助耦合电感5、辅助变压器6、辅助电容7及整流滤波电路8组成。Q₁～Q₄是四只功率开关管，D₁～D₄分别是开关管Q₁～Q₄的体二极管，C₁～C₄分别是开关管Q₁～Q₄的寄生电容，T_ra是辅助变压器，L_a是辅助耦合电感，C_a是辅助电容，T_r是隔离变压器，L_k是隔离变压器的漏感，D_R1、D_R2是输出整流二极管，C_DR1、C_DR2分别是整流二极管D_R1、D_R2的结电容，L_f是输出滤波电感，C_f是输出滤波电容，R_Ld为负载。其中L_a为匝比n_La＝1的耦合电感，而耦合电感类似于一个具有特定激磁电感的理想变压器，为了便于分析，可将附图3等效为附图4所示的电路。本变换器采用移相控制，开关管Q₄和Q₂分别滞后于开关管Q₁和Q₃一个相位，称开关管Q₁和Q₃组成的第一逆变桥臂为超前桥臂，开关管Q₂和Q₄组成的第二逆变桥臂则为滞后桥臂。辅助电容C_a的电压为输入电压V_in的一半，即v_Ca＝V_in/2，可视为一电压源。

为了分析方便，下面以附图4所示的等效后的主电路结构，结合附图6～附图11叙述本发明的具体工作原理。由附图5可知整个变换器一个开关周期有12种开关模态，分别是[t₀-t₁]、[t₁-t₂]、[t₂-t₃]、[t₃-t₄]、[t₄-t₅]、[t₅-t₆]、[t₆-t₇]、[t₇-t₈]、[t₈-t₉]、[t₉-t₁₀]、[t₁₀-t₁₁]、[t₁₁-t₁₂]，其中，[t₀-t₆]为前半周期，[t₆-t₁₂]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，先作如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②滤波电感足够大，因此隔离变压器副边输出可等效为恒流源，辅助电容足够大，可视为恒压源，且电压为V_in/2，所有电感、电容均为理想元件；③C₁＝C₃＝C_lead，C₂＝C₄＝C_lag。1.开关模态1[t₀-t₁][对应于附图6]

Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃截止，原边电流近似不变，i_p＝I_o/n(其中n为隔离变压器原副边匝比)，v_AB＝V_in，上整流二极管D_R1流过全部负载电流，D_R2截止，原边给负载供电。由于辅助电容电压稳定在V_in/2，辅助变压器原副边绕组电压均为零。辅助耦合电感等效励磁电感L_in两端电压为V_in，励磁电流i_m线性上升，同时超前臂辅助电流i₁和滞后臂辅助电流i₂也线性上升。i_m(t)、i₁(t)、i₂(t)及i_a(t)可表示为

$i_m\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{{L:}_m}(t-t_0)-i_m\left(t_0\right)---\left(1\right)$

$i_1\left(t\right)=i_m\left(t\right)+\frac{i_a}{2}---\left(2\right)$

$i_2\left(t\right)=i_m\left(t\right)-\frac{i_a}{2}---\left(3\right)$

i_a(t)＝i_p(t)        (4)

其中，L_m为辅助耦合电感的等效励磁电感，i_m(t₀)为辅助耦合电感励磁电流在t₀时刻的值。

而由式(1)可知，在整个工作周期内耦合电感励磁电流幅值可近似表示为

$I_m=\frac{1}{2}\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_m}D\frac{T_s}{2}---\left(5\right)$

存储于辅助耦合电感中的能量可表示为

$E_m=\frac{1}{2}{L}_m{I_m}^2=\frac{1}{32}\frac{{V_m}^2{T_s}^2}{L_m}{D}^2---\left(6\right)$

2.开关模态2[t₁-t₂][对应于附图7]

t₁时刻关断Q₁，电流(i_p+i₁)从Q₁中转移到C₁和C₃支路中。在这个时段里，i_p和i₁同时给C₁充电，给C₃放电，v_AB由V_in逐渐下降，v_rect也相应下降。由于辅助耦合电感与滤波电感均较大，(i_p+i₁)可视为恒流源，因而v_AB、v_rect均呈线性变化。直到t₂时刻，v_rect首先下降到零，副边两整流二极管同时导通，隔离变压器原副边绕组电压被箝位在零。此阶段v_AB与v_rect关系可表示为：

v_AB＝v_AC+n_vrect    (7)

其中v_AC为辅助变压器副边绕组两端的电压。

可以看出由于辅助变压器的影响，v_AB并不会与v_rect同时下降到零。而v_AC又可以表示为：

$v_{\mathrm{AC}}=v_{\mathrm{OP}}=v_{\mathrm{Ca}}-\frac{v_{\mathrm{AB}}}{2}---\left(8\right)$

由式(7)(8)可推出，当v_rect降到零时，即t₂时刻，v_AC(t₂)＝V_in/3。

3.开关模态3[t₂-t₃][对应于附图8]

漏感L_k开始承受负向电压，原边电流i_p开始减小。C₃在i_p及超前臂辅助电流i₁的作用下继续放电，v_AB继续下降，v_OP继续增加。在t₃时刻，C₃的电压下降到零，Q₃的反并联二极管D₃自然导通。

4.开关模态4[t₃-t₄][对应于附图9]

D₃导通后，可开通Q₃，此时Q₃为零电压开通。Q₁和Q₃驱动信号之间的死区时间t_d(lead)＞t₁₃。A点电位下降为零，所以v_AB＝0，辅助耦合电感原副边绕组电压均为零，v_Op稳定在V_in/2。辅助变压器副边绕组耦合的电压(即v_AC)反向加在漏感L_k两端，原边电流继续下降并反向。由于强制原边换流的电压V_in/2较大，原边换流时间十分短暂。并且与传统全桥变换器相比，此变换器原边电流换向的时刻提前。

5.开关模态5[t₄-t₅][对应于附图10]

在t₄时刻原边电流反向上升到-I_o/n，原边换流成功，D_R1关断，D_R2流过全部负载电流。此时由于v_AB仍为零，辅助变压器副边绕组电压仍为V_in/2。漏感L_k与整流管结电容C_DR1构成谐振回路，副边整流输出电压v_rect(t)可表示为

$v_{\mathrm{rect}}\left(t\right)=\frac{1}{n}{v}_{\mathrm{Ct}}\left(t\right)=\frac{1}{n}[\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}-\frac{V_{\mathrm{in}}}{2}\cos \left({\mathrm{\ω}}_0(t-t_4)\right)]---\left(9\right)$

其中：

C_t为结电容C_DR1折算至原边的等效电容。

由上式可以看出，整流二极管上存在V_in/n的峰值电压，但这并没有提高整流二极管的电压应力。此阶段原边仍向副边传递能量，传递的功率为正常有源状态下的1/2。此时原边传递的能量并不是由直流电源提供，而是由辅助电容C_a释能维持。

6.开关模态6[t₅-t₆][对应于附图11]

t₅时刻，Q₄关断，由于此时原边电流已反向，滞后臂辅助电流i₂一方面要补偿原边电流，一方面要提供C₂和C₄的充放电电流。同样地，i₂可近似看成恒流源，从而C₄两端电压近似线性上升，C_DR1也在滞后臂辅助电流i₂的作用下继续充电，v_rect继续上升。忽略漏感的影响，v_Q4(t)、v_rect(t)及v_AC(t)可表示为

$v_{Q4}\left(t\right)=\frac{i_p\left(t_5\right)+i_2\left(t_5\right)}{2C_{\mathrm{oss}}+C_t}(t-t_5)---\left(10\right)$

$v_{\mathrm{rect}}\left(t\right)=\frac{v_{Q4}\left(t\right)+v_{\mathrm{AC}}\left(t\right)}{n}---\left(11\right)$

$v_{\mathrm{AC}}\left(t\right)=v_{\mathrm{OP}}\left(t\right)=v_{\mathrm{Ca}}-\frac{v_{Q4}\left(t\right)}{2}---\left(12\right)$

由上式看出v_rect近似线性上升，没有振荡。直到t₆时刻，B点电位上升到输入电压V_in，D₂自然导通，此时开通Q₂可实现其零电压开关。v_rect上升到V_in/n，原边向副边传递能量，电路进入下半个工作周期[t₆-t₁₂]，其工作情况类似于上述的半个周期[t₀-t₆]，这里不再赘述。

为了说明本发明中输出滤波电感电流纹波小于传统的移相全桥变换器，附图12给出了本发明与传统全桥变换器中整流输出电压v_rect和输出电压V_o的简化波形图。

假定传统全桥变换器与本发明提出的全桥变换器具有相同的输入输出指标，且两者主变压器匝比相同。从而有：

$V_o=\frac{V_{\mathrm{in}}}{n}{D}_1=\frac{V_{\mathrm{in}}}{n}{D}_2+\frac{V_{\mathrm{in}}}{2n}(1-D_2)---\left(13\right)$

传统全桥变换器中滤波电感电流纹波ΔI_o1与本发明中变换器滤波电感电流纹波ΔI_o2可表示如下：

$\mathrm{\Δ}{I}_{o1}=\frac{\frac{V_{\mathrm{in}}}{n}-V_o}{L_f}{D}_1\frac{T_s}{2}---\left(14\right)$

$\mathrm{\Δ}{I}_{o2}=\frac{\frac{V_{\mathrm{in}}}{n}-V_o}{L_f}{D}_2\frac{T_s}{2}---\left(15\right)$

结合(13)(14)(15)，可推出：

$\frac{\mathrm{\Δ}{I}_{o2}}{\mathrm{\Δ}{I}_{o1}}=2-\frac{1}{D_1}---\left(16\right)$

忽略传统全桥变换器中副边占空比的丢失，假设在输入电压最低时副边整流输出电压满占空比工作，即D₁＝1，两种变换器滤波电感电流纹波相等。但随着输入电压的增加D₁相应地减小，输入电压最大时D₁最小，ΔI_o2/ΔI_o1最小，此时本发明中变换器滤波电感电流纹波减小的优势也最明显。

从以上的描述可以得知，本发明提出的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器具有以下几方面的优点：

1)利用辅助变压器上的电压实现原边超前换流，换流后副边整流电压尖峰得到了很好的抑制，降低输出整流二极管的电压应力及其导通损耗，同时解决了占空比丢失的问题。

2)辅助耦合电感存储的能量拓宽了原边开关管的软开关范围。

3)减小了输出滤波电感电流纹波，降低了导通损耗及输出噪声，提高***的可靠性，减轻EMI。

Claims (2)

1.一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，包括直流电源(1)、结构相同的第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(3)、隔离变压器(4)以及整流滤波电路(8)；其中每个逆变桥臂都包括二个开关管、二个体二极管和二个寄生电容，第一开关管的漏极分别与第一体二极管阴极、第一寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的正输入端，第一开关管的源极分别与第一体二极管阳极、第一寄生电容的另一端、第二开关管的漏极、第二体二极管阴极、第二寄生电容的一端连接构成逆变桥臂的输出端，第二开关管的源极分别与第二体二极管阳极、第二寄生电容的另一端连接构成逆变桥臂的负输入端，直流电源(1)的正极分别接第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(3)的正输入端，直流电源(1)的负极分别接第一逆变桥臂(2)和第二逆变桥臂(3)的负输入端，隔离变压器(4)副边绕组的输出端接整流滤波电路(8)的输入端，其特征在于：

还包括由辅助电感(5)、辅助变压器(6)、和辅助电容(7)构成的辅助网络；其中辅助电感为耦合电感，原边绕组的一端接第一逆变桥臂的输出端，原边绕组的另一端接耦合电感副边绕组与之异名的一端构成辅助耦合电感的中点，副边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端。辅助变压器(6)原边绕组的一端接辅助耦合电感的中点，另一端接辅助电容的一端，辅助电容的另一端接直流电源(1)的负极，辅助变压器副边绕组中与辅助变压器原边绕组接辅助电容的一端是同名端的一端接第一逆变桥臂的输出端，辅助变压器副边绕组的另一端接隔离变压器原边绕组的一端，隔离变压器原边绕组的另一端接第二逆变桥臂的输出端。

2.如权利要求1所述的一种抑制副边电压振荡的软开关全桥直流变换器，其特征在于，所述辅助变压器的原副边绕组匝比为1∶1，所述辅助耦合电感原副边绕组匝比为1∶1。

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