CN103533710B - 一种led驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LED驱动器，涉及电源驱动电路领域，本发明通过把功率电感及输出整流滤波电路放在控制器的下方，把采样电阻Rcs放置于与LED灯珠串联的位置，使流经采样电阻输出的电流Ics与输入反馈控制电路中的反馈电流相等，进而使控制器可以通过闭环负反馈得到高精度的输出电流，提高输出电流的线性/负载调整率；此外，该驱动器采用的这结构还能够减少交流输入端中输入电流的高次谐波分量，降低***的总谐波失真，同时也简化***，节省了***成本。

Description

一种LED驱动器

技术领域

本发明涉及电源驱动电路领域，更具体地说，涉及一种LED驱动器。

背景技术

由于非隔离LED（Light-Emitting Diode，发光二极管）驱动器具有低成本和***简单的优点，其在各种AC-DC（Alternating Current-Direct Current，交流-直流电源）的照明产品中的应用引起了越来越多的关注。而随着节能环保在世界范围内日益受关注，人们对各种电源产品，包括LED照明产品的功率因子和总谐波失真的要求也不断提高，降低总谐波失真在现代电源产品，包括LED照明产品的应用中具有非常重要的意义。

传统的非隔离LED驱动器的电路图如图1所示。该驱动器包含AC输入端，整流电路101，功率电感102，开关104，控制器100，采样电阻Rcs，输出整流二极管D1，输出滤波电容C1等，辅助绕组103和供电网络D2、C2在正常工作时给控制器100供电，电阻R2及R3用以检测电流过零，R5和R6用以检测输入母线电压。当开关104导通时，输入功率被存储在功率电感102中，此时D1反偏；当开关104关断时，D1导通，输入功率被转换至输出端；D1作用为输出整流；C1作用为输出滤波；假负载R1用以稳定空载时的输出。

现有的非隔离LED控制器100原理简图如图2所示，包含如下模块：CS采样模块111，ZCD过零检测模块112，误差放大器113，乘法器114，CS比较器115，BCM控制器116。其中CS采样模块检测CS峰值电压V_PK(也即峰值电流I_PK与采样电阻R_CS的乘积：V_PK=I_PK*R_CS)，与V_REF0一起输入至误差放大器113中，其结果与MT端信号一起输入至第二乘法器114，输出V2输入至CS比较器115中，作为CS峰值电流的参考电压，当CS达到V2时，通过BCM控制器116关断开关管104；之后当ZCD过零检测模块112检测到功率电感102电流为0时，开关管将重新导通。通过负反馈控制导通及关断时间，从而得到恒定的输出电流。

然而，这种方式往往存在以下缺点：

（1）该结构的驱动器需要对峰值电流进行采样，采样的延时和输入电压或功率电感量的变化都将带来误差，影响输出电流的精度和线性/负载调整率；

（2）该结构的驱动器交流电压输入端中的输入电流中含有高次谐波分量，会使驱动电路的总谐波失真过大，干扰电网电压，同时也会增加***的功耗，降低***的功率因数；

（3）该驱动器中必须有4个外部电阻（R2、R3和R5、R6）分别用以ZCD检测和VIN检测，而控制器内也相应地需要ZCD端和MT端，这增加了电路板的面积，提高了成本。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种LED驱动器，能够提高输出电流的精度和线性/负载调整率，降低驱动电路的总谐波失真，简化驱动***，降低驱动器的成本。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是，构造一种LED驱动器包括：

用于输入交流供电电压的AC输入端；

与所述AC输入端连接，用于将输入的交流供电电压转换为半波交流电压的整流电路；

通过开关元件与所述整流电路连接，用于对所述整流电路输出的半波交流电压进行整流及滤波，并在经过整流及滤波的半波交流电压驱动下生成及输出用于驱动LED的驱动电流的输出整流滤波电路；

与所述整流电路、所述开关元件及所述输出整流滤波电路均连接，用于反馈控制调节所述驱动电流，使所述驱动电流保持恒定的反馈控制电路；

其中，所述开关元件包括输入端、输出端、控制端；所述输出整流滤波电路包括电流输入端、驱动电流输出端及驱动电流反馈端；所述反馈控制电路包括驱动电压输出端、反馈信号输入端、公共端；所述开关元件的输入端与所述整流电路的电流输出端连接，用于接收所述整流电路输出的半波交流电压；所述开关元件的输出端与所述输出整流滤波电路的电流输入端和所述反馈控制电路的公共端连接，用于向所述输出整流滤波电路和所述反馈控制电路传输所述半波交流电压；所述输出整流滤波电路的驱动电流反馈端与所述反馈控制电路的反馈信号输入端连接，用于向所述反馈控制电路提供经所述输出整流滤波电路处理后输出的驱动电流的反馈信号，使所述反馈控制电路根据所述反馈信号产生反馈控制信号；所述开关元件的控制端与所述反馈控制电路的驱动电压输出端连接，根据所述反馈控制电路输出的反馈控制信号控制所述开关元件的开启及关闭；所述输出整流滤波电路的驱动电流输出端与所述LED连接，用于向所述LED供电。

在本发明所述的LED驱动器中，所述开关元件为MOS管，所述MOS管的漏极与所述整流电路的电流输出端连接，所述MOS管的栅极与所述反馈控制电路的驱动电压输出端连接，所述MOS管的源极与所述输出整流滤波电路的电流输入端连接，所述输出整流滤波电路的反馈端与所述反馈控制电路的反馈信号输入端连接。

在本发明所述的LED驱动器中，所述输出整流滤波电路包括功率电感、稳压电阻R1、第一滤波电容C1、整流二极管D1，所述稳压电阻R1和所述第一滤波电容C1均与外部LED并联，所述稳压电阻R1的一端通过所述功率电感与反馈控制电路的反馈信号输入端连接，所述稳压电阻R1的另一端与整流二极管D1的阳极连接，所述整流二极管D1与所述稳压电阻R1的节点接地，所述整流二极管D1的阴极与所述MOS管的源极和所述反馈控制电路的公共端连接。

在本发明所述的LED驱动器中，所述反馈控制电路包括控制器，所述控制器包括正负转换器、Cs峰-峰值采样器、积分器、误差放大器、乘法器、除法器、比较器、基准电压产生电路、PWM控制器和时钟产生器，所述正负转换器的一端为控制器的反馈信号输入端，所述正负转换器的另一端通过所述积分器与所述比较器的反向输入端连接，并且还通过所述Cs峰-峰值采样器和所述除法器与所述乘法器的X输入端口连接，并且还与所述误差放大器的反向输入端连接，所述误差放大器的同相输入端与基准电压产生电路连接，所述误差放大器的输出端与所述乘法器的Y输入端口连接，所述乘法器和所述误差放大器的节点处设置有控制器的反馈补偿端，所述乘法器的输出端与所述比较器的同相输入端连接，所述比较器的输出端与所述PWM控制器的一端连接，所述PWM控制器的另一端与所述除法器连接，所述PWM控制器还与所述时钟产生器连接，且所述PWM控制器与所述控制器共享驱动电压输出端，所述控制器上还设置有用于接收供电电压的供电端。

在本发明所述的LED驱动器中，所述反馈控制电路还包括采样电阻Rcs，所述采样电阻Rcs的一端与所述控制器的反馈信号输入端及所述输出整流滤波电路的驱动电流反馈端连接，所述采样电阻Rcs的另一端与所述输出整流滤波的整流二极管D1的阴极、所述控制器的公共端及所述MOS管的源极连接。

在本发明所述的LED驱动器中，所述反馈控制电路还包括分压电阻R2，所述分压电阻R2的一端与所述整流电路的电流输出端连接，所述分压电阻R2的另一端与所述控制器的供电端连接。

在本发明所述的LED驱动器中，反馈控制电路还包括用于给所述控制器供电的供电网络和用于提高LED驱动器稳定性的补偿电容C3，所述供电网络包括稳压二极管D2、第二滤波电容C2、辅助绕组，所述稳压二极管D2的阳极通过所述辅助绕组和所述补偿电容C3接入控制器的反馈补偿端，所述稳压二极管D2的阴极接入控制器的供电端，并且还与第二滤波电容C2的一端相连，所述第二滤波电容C2的另一端连接到所述辅助绕组和所述补偿电容C3之间，并且还与控制器的接地端相连。

在本发明所述的LED驱动器中，所述除法器的X输入端与所述Cs峰峰值采样器连接，所述除法器的Y输入端与PWM控制器连接，除法器的输出端与所述乘法器连接。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

（1）本发明采用的LED驱动器不需要对峰值电流进行采样，能够直接检测出流经LED灯珠的输出电流，提高了输出电流的精度和线性/负载调整率；

（2）本发明采用的LED驱动器的电路结构，能够降低总谐波失真，避免由于过高的总谐波失真引起的干扰电网电压等问题；

（3）本发明采用的控制器，可以去除ZCD端和MT端，同时不需要用于ZCD和VIN检测的四个外部电阻，简化了***，节省了成本。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是一种现有的非隔离LED驱动器的电路图；

图2是一种现有的非隔离驱动器中控制器的原理图；

图3是本发明较佳实施例提供的LED驱动器的电路图；

图4是本发明较佳实施例提供的LED驱动器中控制器的原理图；

图5是本发明较佳实施例提供的LED驱动器与现有的LED驱动器的输出电流与输出电压关系曲线的对比图；

图6是本发明较佳实施例提供的LED驱动器与现有的LED驱动器的总谐波失真与输入电压关系曲线的对比图。

具体实施方式

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

图3是本发明较佳实施例提供的LED驱动器的电路图。如图3所示，本发明提供的一种LED驱动器包括：用于输入交流供电电压的AC输入端；与AC输入端连接，用于将输入的交流供电电压转换为半波交流电压的整流电路301；通过开关元件与整流电路301连接，用于对整流电路301输出的半波交流电压进行整流及滤波，并在经过整流及滤波的半波交流电压驱动下生成及输出用于驱动LED的驱动电流的输出整流滤波电路；与整流电路301、开关元件及输出整流滤波电路均连接，用于反馈控制调节驱动电流，使驱动电流保持恒定的反馈控制电路。其中，开关元件包括输入端、输出端、控制端；输出整流滤波电路包括电流输入端、驱动电流输出端及驱动电流反馈端；反馈控制电路包括驱动电压输出端、反馈信号输入端、公共端；开关元件的输入端与整流电路301的电流输出端连接，用于接收整流电路输出的半波交流电压；开关元件的输出端与输出整流滤波电路的电流输入端和反馈控制电路的公共端连接，用于向输出整流滤波电路和反馈控制电路传输半波交流电压；输出整流滤波电路的驱动电流反馈端与反馈控制电路的反馈信号输入端连接，用于向反馈控制电路提供经输出整流滤波电路处理后输出的驱动电流的反馈信号，使反馈控制电路根据所述反馈信号产生反馈控制信号；开关元件的控制端与反馈控制电路的驱动电压输出端连接，根据反馈控制电路输出的反馈控制信号控制开关元件的开启及关闭；输出整流滤波电路的驱动电流输出端与所述LED连接，用于向LED供电。

其中，开关元件为MOS管304，MOS管304的漏极与整流电路301的电流输出端连接，MOS管304的栅极与反馈控制电路的驱动电压输出端连接，MOS管304的源极与输出整流滤波电路的电流输入端连接，输出整流滤波电路的反馈端与反馈控制电路的反馈信号输入端连接。

输出整流滤波电路包括功率电感302、稳压电阻R1、第一滤波电容C1、整流二极管D1306，稳压电阻R1和第一滤波电容C1均与外部LED并联，稳压电阻R1的一端通过功率电感302与反馈控制电路的反馈信号输入端连接，稳压电阻R1的另一端与整流二极管D1306的阳极连接，整流二极管D1306与稳压电阻R1的节点接地，整流二极管D1306的阴极与MOS管的源极和反馈控制电路的公共端连接。

反馈控制电路包括控制器300、开关元件、分压电阻R2和采样电阻Rcs。图4是本发明较佳实施例提供的LED驱动器中控制器300的原理图。参见图4所示，控制器300包括正负转换器311、Cs峰-峰值采样器312、积分器313、误差放大器314、乘法器315、除法器318、比较器316、基准电压产生电路、PWM控制器317和时钟产生器319，正负转换器311的一端为控制器300的反馈信号输入端，正负转换器311的另一端通过积分器313与比较器316的反向输入端连接，并且还通过Cs峰-峰值采样器312和除法器318与乘法器315的X输入端口连接，并且还与误差放大器314的反向输入端连接，误差放大器314的同相输入端与基准电压产生电路连接，误差放大器314的输出端与乘法器315的Y输入端口连接，乘法器315和误差放大器314的节点处设置有控制器300的反馈补偿端，乘法器315的输出端与比较器316的同相输入端连接，比较器316的输出端与PWM控制器317的一端连接，PWM控制器317的另一端与除法器318连接，PWM控制器317还与时钟产生器319连接，且所述PWM控制器317与所述控制器300共享驱动电压输出端，所述控制器300上还设置有用于接收供电电压的供电端。进一步地，除法器318的X输入端与所述Cs峰峰值采样器连接，除法器318的Y输入端与PWM控制器317连接，除法器318的输出端与乘法器315连接。此外，反馈控制电路还包括采样电阻Rcs和分压电阻R2，采样电阻Rcs的一端与控制器的反馈信号输入端及输出整流滤波电路中的功率电感302的一端连接，采样电阻Rcs的另一端与输出整流滤波的整流二极管D1306的阴极、控制器300的公共端及所述MOS管304的源极连接；分压电阻R2的一端与整流电路301的电流输出端连接，分压电阻R2的另一端与控制器300的供电端连接。

反馈控制电路还包括用于给控制器供电的供电网络和用于提高LED驱动器稳定性的补偿电容C3，供电网络包括稳压二极管D2、第二滤波电容C2和辅助绕组303，稳压二极管D2的阳极通过所述辅助绕组303和补偿电容C3接入控制器300的反馈补偿端，稳压二极管D2的阴极接入控制器300的供电端，并且还与第二滤波电容C2的一端相连，第二滤波电容C2的另一端连接到辅助绕组303和补偿电容C3之间，并且还与控制器300的公共端相连。

本发明的工作原理如下：

从图3可以看出，输入反馈输入信号输入端的电压信号（采样电阻Rcs两端的电压）Cs为负值，为方便处理，控制器300采用正负转换器311把Cs转为正值Cs₊，即：

Cs₊=-Cs   (1)

Cs₊与基准电压产生电路所产生的基准电压V_REF0进入误差放大器314进行比较，并在误差放大器314的输出端输出一个差值信号V_COMP，同时控制器300的反馈补偿端连接的补偿电容C3对***环路进行频率补偿，以保证***的稳定性，与现有的LED驱动器类似，***带宽必须远小于AC输入端输入的交流电压的频率，因而在一个交流周期内，差值信号V_COMP近似于不变。根据图3所示的电路图可以分析得出，当***稳定时，流经LED灯珠的输出电流（驱动电流）的平均值：

$\stackrel{\‾}{I_o}=\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{CS}}}+\stackrel{\‾}{I_{S1}}-\stackrel{\‾}{I_{R1}}-\stackrel{\‾}{I_{C1}}\≈\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{CS}}}=\frac{-\mathrm{Cs}}{R_{\mathrm{CS}}}=\frac{V_{\mathrm{REF}0}}{R_{\mathrm{CS}}}---\left(2\right)$

其中，为采样电阻Rcs电流的平均值，为控制器300反馈信号输入端处电流的平均值，为流经稳压电阻R1的电流的平均值，为流经第一滤波电容C1的电流的平均值，且及均远小于因此在该式可以忽略不计，Cs为采样电阻Rcs两端的电压，Rcs是采样电阻Rcs的电阻值的大小，V_REF0是基准电压产生电路提供的基准电压，当***稳定时Cs与V_REF0大小相等、方向相反；。

从（2）式可以看出，本发明的驱动器能直接检测流经LED灯珠的输出电流，并形成负反馈电路，使流经LED灯珠的输出电流只由内部的基准电压V_REF0和采样电阻Rcs的阻值决定，相对于现有技术而言大大提高了输出电流的精度和线性/负载调整率。图5是本发明较佳实施例提供的LED驱动器与现有的LED驱动器的输出电流与输出电压关系曲线的对比图。参见图5所示，当采用现有的LED驱动器时，输出电流随AC输入端输入的交流供电电压Vin的变化达到4mA，而当采用本发明的LED驱动器时，输出电流总的变化只有1mA，本发明中所采用的电路结构显著提高了LED驱动器的线性调整能力。

另一方面，Cs峰-峰值采样器312对上一个周期内的CS₊电压的最小值和最大值进行采样，并输出Cs峰-峰值电压CS＇pp，并与PWM控制器317反馈回来的上一周期占空比信号D＇进行除法运算，得到一个电压信号V1，表达式如下：

$V1=\frac{C{S}_{\mathrm{PP}}^{\′}}{D^{\′}}\≈\frac{C{S}_{\mathrm{PP}}}{D}---\left(3\right)$

此处假设上周期的Cs峰-峰电压CS＇pp与本周期的Cs峰-峰电压CSpp近似相等，上周期的占空比D＇与本周期的占空比D近似相等。

V1作为乘法器315的一个输入，从X输入端输入乘法器315，V_COMP作为乘法器315的另一个输入，从Y输入端输入乘法器315，两者在乘法器315中进行相乘运算后，输出一个电压信号V2，表达式如下：

$V2=V1\×V_{\mathrm{COMP}}\≈\frac{C{S}_{\mathrm{PP}}}{D}\×V_{\mathrm{COMP}}---\left(4\right)$

其中，V_COMP为采样电阻Rcs的电压采样信号Cs₊与基准电压产生电路提供的基准电压V_REF0进行误差放大后的输出，这里需要说明的是，由于V_COMP的输出端外接补偿电容C3，能够使***带宽远小于输入交流电压的频率，因而在一个交流周期内V_COMP的值近似于不变；经乘法器315运算输出的电压信号V2再从比较器316的同相输入端输入至比较器316中，作为开关元件关断的判断参考信号。

这里将时钟产生器319产生上升沿的时刻定义为每个开关周期的开始，当PWM控制器317接收到时钟产生器319产生的时钟信号的上升沿时，开关元件开始导通（即MOS管304开始导通），此时，流经功率电感302的电流会按一定斜率增大，Cs₊也会相应增大，同时，积分器313开始对Cs₊进行积分，直到开关元件关断（MOS管304截止），该积分区间为0～T_ON，积分器313输出的电压信号V_INT与乘法器315输出的电压信号V2输入比较器316中进行比较，当V_INT等于V2时，PWM控制器317将控制开关元件使其关断。在开关元件关断的时刻，有：

$V2=V_{\mathrm{INT}}=\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{ON}}}{\∫}}C{S}_{+}\mathrm{dt}=\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{ON}}}{\∫}}(I_{\mathrm{CS}}\×R_{\mathrm{CS}})\mathrm{dt}=R_{\mathrm{CS}}\×\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{ON}}}{\∫}}\left(I_{\mathrm{CS}}\right)\mathrm{dt}---\left(5\right)$

其中，T_ON为一个开关周期内开关元件导通的时间，Cs₊为采样电阻Rcs两端的电压，Rcs为采样电阻Rcs的阻值，Ics为流经采样电阻Rcs输出的电流值。

参见图3所示，交流输入电流I_IN=Ip+I_R2，其中Ip为流经开关元件MOS管304漏极处的电流，I_R2为流经分压电阻R2的电流，其中，由于分压电阻R2的阻值较大，其电流I_R2很小，可以忽略，因此，交流输入电流I_IN（假设整流电路中的输入电容C_IN很小，其所在支路上的电流可以忽略不计，因此该交流输入电流与经过整流电路整流后输入驱动电路中的电流近似相等）在一个开关周期内的平均值为：

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{IN}}}=I_{R2}+I_P\≈\frac{\underset{0}{\overset{T_{\mathrm{ON}}}{\∫}}{I}_{\mathrm{CS}}\mathrm{dt}}{T_S}---\left(6\right)$

其中，T_ON为一个周期内开关元件导通的时间，T_S为一个开关周期的总时间，将（4），（6）式代入（5）式，可得：

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{IN}}}\×T_S\×R_{\mathrm{CS}}=\frac{{\mathrm{CS}}_{\mathrm{PP}}}{S}\×V_{\mathrm{COMP}}\⇒\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{IN}}}=\frac{{\mathrm{CS}}_{\mathrm{PP}}}{D}\×\frac{V_{\mathrm{COMP}}}{T_S\×R_{\mathrm{CS}}}---\left(7\right)$

为更好地分析本发明中LED驱动器降低***总谐波失真的性能，下面进一步讨论输入交流电流I_IN与输入交流电压V_IN之间的关系。为方便分析，我们以输入交流电压的正半周来分析，由图3可以看出，当输入交流电压处于正半周时，假设整流电路中的输入电容C_IN很小，则经整流电路整流后输入驱动电路中的交流输入电压V_IN1有：

V_IN1≈V_IN=V_M×sin(θ)   (8)

其中，V_IN为由AC输入端输入的交流供电电压，V_M为输入交流电压的峰值，为交流电压的角频率，对应为t时刻的相位，T为交流周期。

由于开关元件MOS管304的工作频率远小于交流电的交流周期T，因此可认为：在开关元件MOS管304的连续几个开关周期内，V_IN是近似不变的。因此，在交流相位为θ时，交流输入电流：

$I_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{C{S}_{\mathrm{PP}}\left(\mathrm{\θ}\right)}{D\left(\mathrm{\θ}\right)}\×\frac{V_{\mathrm{COMP}}}{T_S\×R_{\mathrm{CS}}}---\left(9\right)$

其中CSpp（θ）为交流相位为θ时，Cs峰-峰值采样器312输出的Cs峰-峰值电压，D(θ)为交流相位为θ时PWM控制器的占空比。

又在交流相位为θ时，Cs峰-峰值采样器312输出的峰-峰值电压CS_PP有：

$C{S}_{\mathrm{PP}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{V_{\mathrm{IN}1}\left(\mathrm{\θ}\right)-V_O}{L}\×T_{\mathrm{ON}}\left(\mathrm{\θ}\right)\×R_{\mathrm{CS}}\≈\frac{V_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{\θ}\right)-V_O}{L}\×T_{\mathrm{ON}}\left(\mathrm{\θ}\right)\×R_{\mathrm{CS}}---\left(10\right)$

其中，V_INI（θ）为交流相位为θ时的经整流电路整流后输入驱动电路中的电压，V_IN（θ）为交流相位为θ时由AC输入端输入的交流供电电压的瞬时值，V_O为LED灯珠两端的输出电压，L为功率电感302的感量。

将上述式（10）代入（9）式，整理后可得：

$I_{\mathrm{IN}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{V_M\×V_{\mathrm{COMP}}}{L}(\sin \left(\mathrm{\θ}\right)-K)=\mathrm{\δ}(\sin \left(\mathrm{\θ}\right)-K)---\left(11\right)$

其中 $\mathrm{\δ}=\frac{V_M\×V_{\mathrm{COMP}}}{L}$ 近似为常数， $K=\frac{V_O}{V_M}.$

从（11）式可以看出，在本发明提供的LED驱动器中，当K值很小时也即输出电压较低时，输入电流是接近理想的正弦函数，几乎没有高次谐波分量，因此本发明提供的LED驱动器能够提高***的总谐波失真性能，降低***的总谐波失真，有效地降低高次谐波对线网的影响。图6是本发明较佳实施例提供的LED驱动器与现有的LED驱动器的总谐波失真与输入电压关系曲线的对比图。参见图6所示，在全电压输入范围内，采用现有驱动器时，其总谐波失真为16.5～19.7%；而采用本发明的LED驱动器后，THD（total harmonicdistortion，总谐波失真）只有8.9～12.4%。

此外，参见图1和图3所示的LED驱动器的电路图，可以看出本发明中采用的LED驱动器的电路，可以去除现有技术中控制器300的ZCD端和MT端，同时本发明的LED驱动器中的电路中不需要现有的LED驱动器电路中用于不需要用于ZCD和VIN检测的四个外部电阻，简化了***，同时也节省了成本。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (5)

1.一种LED驱动器，其特征在于，包括：

用于输入交流供电电压的AC输入端；

与所述AC输入端连接，用于将输入的全波交流电压转换为半波交流电压的整流电路(301)；

通过开关元件与所述整流电路连接，用于对所述整流电路(301)输出的半波交流电压进行整流及滤波，并在经过整流及滤波的半波交流电压驱动下生成及输出用于驱动LED的驱动电流的输出整流滤波电路；

与所述整流电路(301)、所述开关元件及所述输出整流滤波电路均连接，用于反馈控制调节所述驱动电流，使所述驱动电流保持恒定的反馈控制电路；

其中，所述开关元件包括输入端、输出端、控制端；所述输出整流滤波电路包括电流输入端、驱动电流输出端及驱动电流反馈端；所述反馈控制电路包括驱动电压输出端、反馈信号输入端、公共端；所述开关元件的输入端与所述整流电路(301)的电流输出端连接，用于接收所述整流电路输出的半波交流电压；所述开关元件的输出端与所述输出整流滤波电路的电流输入端和所述反馈控制电路的公共端连接，用于向所述输出整流滤波电路和所述反馈控制电路传输所述半波交流电压；所述输出整流滤波电路的驱动电流反馈端与所述反馈控制电路的反馈信号输入端连接，用于向所述反馈控制电路提供经所述输出整流滤波电路处理后输出的驱动电流的反馈信号，使所述反馈控制电路根据所述反馈信号产生反馈控制信号；所述开关元件的控制端与所述反馈控制电路的驱动电压输出端连接，根据所述反馈控制电路输出的反馈控制信号控制所述开关元件的开启及关闭；所述输出整流滤波电路的驱动电流输出端与所述LED连接，用于向所述LED供电；

所述开关元件为MOS管(304)，所述MOS管(304)的漏极与所述整流电路(301)的电流输出端连接，所述MOS管(304)的栅极与所述反馈控制电路的驱动电压输出端连接，所述MOS管(304)的源极所述输出整流滤波电路的电流输入端连接，所述输出整流滤波电路的反馈端与所述反馈控制电路的反馈信号输入端连接；

所述输出整流滤波电路包括功率电感(302)、稳压电阻R1、第一滤波电容C1、整流二极管D1(306)，所述稳压电阻R1和所述第一滤波电容C1均与外部LED并联，所述稳压电阻R1的一端通过所述功率电感(302)与反馈控制电路的反馈信号输入端连接，所述稳压电阻R1的另一端与整流二极管D1(306)的阳极连接，所述整流二极管D1(306)与所述稳压电阻R1的节点接地，所述整流二极管D1(306)的阴极与所述MOS管(304)的源极和所述反馈控制电路的公共端连接；

所述反馈控制电路包括控制器(300)，所述控制器(300)包括正负转换器(311)、Cs峰-峰值采样器(312)、积分器(313)、误差放大器(314)、乘法器(315)、除法器(318)、比较器(316)、基准电压产生电路、PWM控制器(317)和时钟产生器(319)，所述正负转换器(311)的一端为控制器(300)的反馈信号输入端，所述正负转换器(311)的另一端通过所述积分器(313)与所述比较器(316)的反向输入端连接，并且还通过所述Cs峰-峰值采样器(312)和所述除法器(318)与所述乘法器(315)的X输入端口连接，并且还与所述误差放大器(314)的反向输入端连接，所述误差放大器(314)的同相输入端与基准电压产生电路连接，所述误差放大器(314)的输出端与所述乘法器(315)的Y输入端口连接，所述乘法器(315)和所述误差放大器(314)的节点处设置有控制器(300)的反馈补偿端，所述乘法器(315)的输出端与所述比较器(316)的同相输入端连接，所述比较器(316)的输出端与所述PWM控制器(317)的一端连接，所述PWM控制器(317)的另一端与所述除法器(318)连接，所述PWM控制器(317)还与所述时钟产生器(319)连接，且所述PWM控制器(317)与所述控制器(300)共享驱动电压输出端，所述控制器(300)上还设置有用于接收供电电压的供电端。

2.根据权利要求1所述的LED驱动器，其特征在于，所述反馈控制电路还包括采样电阻Rcs，所述采样电阻Rcs的一端与所述控制器的反馈信号输入端及所述输出整流滤波电路的驱动电流反馈端连接，所述采样电阻Rcs的另一端与所述输出整流滤波的整流二极管D1(306)的阴极、所述控制器(300)的公共端及所述MOS管(304)的源极连接。

3.根据权利要求2所述的LED驱动器，其特征在于，所述反馈控制电路还包括分压电阻R2，所述分压电阻R2的一端与所述整流电路(301)的电流输出端连接，所述分压电阻R2的另一端与所述控制器(300)的供电端连接。

4.根据权利要求1所述的LED驱动器，其特征在于，反馈控制电路还包括用于给所述控制器供电的供电网络和用于提高LED驱动器稳定性的补偿电容C3，所述供电网络包括稳压二极管D2、第二滤波电容C2、辅助绕组(303)，所述稳压二极管D2的阳极通过所述辅助绕组(303)和所述补偿电容C3接入控制器(300)的反馈补偿端，所述稳压二极管D2的阴极接入控制器(300)的供电端，并且还与第二滤波电容C2的一端相连，所述第二滤波电容C2的另一端连接到所述辅助绕组(303)和所述补偿电容C3之间，并且还与控制器(300)的公共端相连。

5.根据权利要求1所述的LED驱动器，其特征在于，所述除法器(318)的X输入端与所述Cs峰峰值采样器连接，所述除法器(318)的Y输入端与PWM控制器(317)连接，除法器(318)的输出端与所述乘法器(315)连接。