CN103501163B - 一种应用于天线的pwm功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种应用于天线的PWM功率放大器，把旋转控制信号变换成放大的电功率，以驱动电机旋转。该功率放大器采用PWM脉宽调制模式，天线伺服***采用电压、速度和位置三闭环控制***。功率补偿模块作为功率放大器方位轴的并联补偿输出端口，以增加方位轴的驱动能力。一套功率放大器有三条独立的功率放大通道，即方位通道、俯仰通道和横滚通道，分别对控制信号进行PWM功率放大输出，最后，输出到方位、俯仰和横滚三个直流伺服电机上。这样，一套功率放大器完全适应雷达天线三个方向伺服控制，从而简化天线控制***的设计。

Description

一种应用于天线的PWM功率放大器

技术领域

本发明涉及放大器领域，具体说的是一种可应用于各种类型的雷达天线，卫星通信天线，动中通卫星天线等的PWM功率放大器。

技术背景

目前，对于大功率电机调速***，主要是以增大单个功率管功率的方式实现，但是大功率开关管，尤其是国产大功率开关管，由于制造工艺复杂、制造困难、可靠性差、成本高，因此，国产大功率开关器件的应用受到了一定限制。此外，现有PWM功率放大器主要是微控制器软件方式，可能出现程序死机现象。

在现有放大器中利用的H桥可逆PWM变换电路工作模式：双极模式电流脉动大，存在零位震颤现象，利于克服静摩擦，需要避免同臂导通故障；单极模式电流脉动小，***过零时，存在死区现象，也需要避免同臂导通故障。例如：一种支持单双极脉宽调制控制的Ｈ桥电机控制器（201010524194），主要以软件方式实现，缺点是软件方式可靠性低，抗干扰性能差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种应用于天线的PWM功率放大器，把旋转控制信号变换成放大的电功率，以驱动电机旋转。该功率放大器采用PWM脉宽调制模式，天线伺服***采用电压、速度和位置三闭环控制***。功率补偿模块作为功率放大器方位轴的并联补偿输出端口，以增加方位轴的驱动能力。一套功率放大器有三条独立的功率放大通道，即方位通道、俯仰通道和横滚通道，分别对控制信号进行PWM功率放大输出，最后，输出到方位、俯仰和横滚三个直流伺服电机上。这样，一套功率放大器完全适应雷达天线三个方向伺服控制，从而简化天线控制***的设计。

为实现上述技术目的，本发明所采用的技术方案是：

一种应用于天线的PWM功率放大器，其特征在于：包括

三个功率放大器通道电路，用于同时驱动三路伺服电机；

并联功率补偿模块，功率放大器和并联功率补偿模块并联连接后与伺服电机相连接。

本发明所述的并联功率补偿模块通过插接件与伺服电机进行电气连接。

本发明所述的并联功率补偿模块通过插接件与功率放大器通道电路进行电气连接。

本发明所述的功率放大器通道电路为功率放大器方位通道电路、功率放大器俯仰通道电路和功率放大器横滚通道电路。

本发明所述的功率大放器通道电路，包括滤波及输入放大器、减法器、PI校正器、三角波发生器、调制及逻辑保护电路和H桥PWM功率变换电路组成，由控制计算机发送的控制信号，通过D/A变换成模拟信号 u_i，u_i首先输入滤波及输入放大器后，再送到减法器，由测速发电机得到的速度反馈信号和局部电压负反馈信号同时送至减法器；位置、速度和电压信号输入同一个减法器求差后，经过PI校正器进行调节，PI校正器的输出连接调制及逻辑保护电路中比较器的输入，三角波发生器的正三角波信号a连接比较器的一路基准输入，其负三角波信号b连接比较器的另一路基准输入，综合后的控制信号电压和三角波通过电压比较器，形成占空比随控制信号电压而变化的PWM波，调制及逻辑保护电路输出单极性PWM波信号，输入到采用双极模式工作的H桥PWM功率变换电路，H桥PWM功率变换电路的输出端连接到电机的电枢绕组两端。

本发明所述的H桥PWM功率变换电路，开关器件T1、T2、T5和T6为达林顿管，T3、T4为开关三极管，T3、T4的射极分别接地，T1的基极连接到电阻R18和R28并联的一端，电阻R18和R28并联的另一端连接到T6的基极，T3集电极连接T1基极，二极管D1阳极连接T1基极，二极管D1阴极连接T1的射极，电容C1连接在T3的集电极和地之间，电阻R19连接在T6的射极和基极之间，电阻R14、R15串联连接连接T1的射极和地之间；T5的基极连接到电阻R16和R27的并联的一端，电阻R16和R27的并联的另一端连接到T2的基极，T4集电极连接T5基极，二极管D2阳极连接T5基极，二极管D2阴极连接T5的射极，电容C2连接在T4的集电极和地之间，电阻R17连接在T2的射极和基极之间，电阻R20、R21串联连接T5的射极和地之间，T2的射极连接T6的射极，T1的射极连接T2的集电极，T5的射极连接T6的集电极，A、B端分别连接电机电枢绕组的两端。

本发明所述的调制及逻辑保护电路，U1为电压比较器，U2为2输入与非门，U3为4输入与非门。U1的第一路输出12分别连接到U2的两路输入1和2，以及U3的一路输入1，U1的第二路输出7分别连接到U2的另外两路输入4和5，以及U3的一路输入9，+5V电源通过上拉电阻R206、R221分别连接到U1的两路输出12和7，U2的第一路输出3连接到U3的一路输入10，U2的第二路输出6连接到U3的一路输入2，U2的第三路输出8连接到U3的一路输入5，+5V电源通过上拉电阻R207、R205分别连接到U3的输入4和12。BRA信号同时连接到U2输入12和13，ARG信号连接到U3输入4，正三角波信号TA+连接到U1的输入10，负三角波信号TA-连接到U1的输入5，电容C202连接在U1的输入4和5之间。

本发明的有益效果是：

（1）PWM功率放大器采用局部电压负反馈，以稳定功率放大器的放大系数，提高控制精度。

（2）采用并联功率补偿输出方式，减小单个功率管的功率以及功率放大器的体积和重量。

（3）集成度高，一个功率放大器包含三个通道放大电路，可以同时驱动三路伺服电机，大大简化了天线伺服***的设计。

（4）独特的双极可逆PWM控制模式，一般H桥PWM驱动脉冲均为双极性的，本方案的驱动脉冲为单极性PWM信号，而H桥的输出为双极性PWM波，开关频率高，控制简单，可靠性高，同时不会出现同臂导通故障。

（5）该功率放大器主要以硬件方式实现，控制精度高，电磁兼容性好，可靠性高，抗干扰能力强，适应于天线不同的应用场合。

（6）脉宽调制及逻辑保护电路结构简单，可靠性高、而且不需要双极性电源，故障保护功能齐全，具有电流过载保护、限位保护等。

附图说明

图1为本发明的结构框图；

图2为本发明的放大器原理框图；

图3为本发明的H桥可逆PWM变换电路原理图；

图4为本发明的减法器电路原理图；

图5为本发明的调制及逻辑保护电路原理图；

图6为本发明的方位通道H桥的输出信号；

图2中：1、滤波及输入放大器，2、减法器，3、PI校正器，4、三角波发生器、5、调制及逻辑保护电路、6、H桥PWM功率变换电路。

具体实施方式

如图1所示，方位电机的并联功率补偿模块在空间上独立于功率放大器本体，两者之间通过插接件进行电气连接。这样，在选择开关器件功率不变的情况下，方位电机的驱动功率扩大了一倍，有利于减小功率放大器散热器的面积，相应减小功率放大器的重量和体积。同样，如果需要的话，俯仰电机和横滚电机也可以增加并联功率补偿模块。

方位1、俯仰2和横滚3三个通道电路原理完全相同。

如图2所示，滤波及输入放大器1的输出连接到减法器2的输入，同时，速度负反馈信号和局部电压负反馈信号分别连接到减法器2的输入，减法器2的输出连接到PI校正器3的输入，PI校正器3的输出连接调制及逻辑保护电路5的输入，三角波发生器4的正三角波信号a连接调制及逻辑保护电路5中比较器的一路基准输入，负三角波信号b连接比较器的另一路基准输入，断开信号BRA、左侧限位开关ALG和右侧限位开关ARG分别连接到调制及逻辑保护电路5，调制及逻辑保护电路5输出连接到H桥PWM功率变换电路6，H桥PWM功率变换电路6输出连接到电机的电枢绕组两端。

具体的工作原理如下：

扫描旋转控制信号由控制计算机送出，通过D/A变换成模拟信号u_i， u_i首先输入低通滤波和输入放大器1，再送到减法器2。速度反馈信号由测速发电机得到，并送到减法器。为稳定功率放大器的放大系数，这里采用局部电压负反馈，电压取自未经滤波的功率放大器输出电压，送到减法器。位置、速度和电压信号输入同一个减法器求差，然后经过PI校正器进行调节。综合后的控制信号电压和三角波通过电压比较器，形成占空比随控制信号电压而变化的PWM波，调制及逻辑保护电路5输出的信号驱动H桥PWM功率变换电路6中的功率开关管，大功率开关管的基极驱动电路控制采用单极模式。功率输出级输出的电压是幅值为 26.5V左右，频率为约9.2Khz的PWM脉冲序列，其占空比随控制信号电压的改变而变化。三角波发生器4分别产生一路正三角波信号a和一路负三角波信号b。另外，功率放大器方位通道电路、功率放大器俯仰通道电路和功率放大器横滚通道电路所示的原理完全相同。

1、H桥可逆PWM变换电路

如图3所示，H桥可逆PWM变换电路选用硅PNP功率达林顿晶体管作为开关元件，它内部的二极管可以起续流作用。达林顿晶体管基极的驱动脉冲信号为单极性的PWM波，电压幅值为800mV，频率均为9.2Khz。在一个PWM驱动脉冲周期内，H桥可逆PWM变换器输出，即电机电枢两端的电压是双极性PWM波，电压幅值约为26.5V，频率为9.2Khz。该电路的特点是达林顿管的驱动脉冲为单极性PWM波，而电机电枢电压为双极性PWM波，控制简单，可靠性高。

图3中的开关器件T1、T2、T5和T6为达林顿管，T3、T4为开关三极管。T3、T4的射极分别地，T1的基极连接到电阻R18和R28并联的一端，电阻R18和R28并联的另一端连接到T6的基极，T3集电极连接T1基极，二极管D1阳极连接T1基极，二极管D1阴极连接T1的射极，电容C1连接在T3的集电极和地之间，电阻R19连接在T6的射极和基极之间，电阻R14、R15串联连接T1的射极和地之间。

T5的基极连接到电阻R16和R27的并联的一端，电阻R16和R27的并联的另一端连接到T2的基极，T4集电极连接T5基极，二极管D2阳极连接T5基极，二极管D2阴极连接T5的射极，电容C2连接在T4的集电极和地之间，电阻R17连接在T2的射极和基极之间，电阻R20、R21串联连接T5的射极和地之间，T2的射极连接T6的射极，T1的射极连接T2的集电极，T5的射极连接T6的集电极，A、B端分别连接电机电枢绕组的两端。

图3中，端子A和B通过滤波器接至电机电枢线圈的两端。标号FW1为电机正转的驱动脉冲，FW2电机反转的驱动脉冲。假设电机的控制信号电压为正值时，即u_i＞0，端子FW1为单极性的PWM信号，电压幅值约为800mV，频率为9.2Khz，同时，端子FW2始终为低电平，即0V电压。此时，如果FW1的PWM波为高电平时，三极管T3导通，使得达林顿晶体管T1、T6同时导通，+27V电源通过T6→滤波器→电机电枢→T1到电源的地端，从而构成回路，电机正转；如果FW1的PWM波为零电平时，三极管T3关断，使得T1、T6也同时关断，这时，电机的电枢电流沿T2、T5内部的二极管续流。在上述过程中，三极管T4始终关断，从而导致达林顿管T2、T5一直关断。假设电机的控制信号电压为负值时，即u_i＜0，标号FW2为单极性的PWM信号，电压幅值为800mV，频率为9.2Khz，同时，端子FW1始终为低电平，即0V电压，分析与上述过程完全类似。俯仰通道和横滚通道的H桥可逆PWM变换器与方位通道完全相同。

此外，方位电机并联功率补偿模块电路的原理与H桥PWM变换器的电路原理完全相同。

在现有放大器中利用的H桥可逆PWM变换电路工作模式：双极模式电流脉动大，存在零位震颤现象，利于克服静摩擦，需要避免同臂导通故障；单极模式电流脉动小，***过零时，存在死区现象，也需要避免同臂导通故障。

本方案基极驱动脉冲为单极性的PWM波，H桥的输出为双极性的PWM波，开关频率高，控制简单，可靠性高，能克服静摩擦，不需附加延时，不会出现同臂导通现象。

2、减法器电路如图4所示

图4中，u_i1为输入放大器的输出信号，标号ASPFB为速度反馈信号，标号AVOLTFB为输出电压反馈信号。它们送入反相放大器，差值信号经放大后，得到u_s1=u_i1-k₁-ASPFB-AVOLTFB。然后，进入PI校正器。

3、调制及逻辑保护电路如图5所示

图5中，U1为电压比较器，U2为2输入与非门，U3为4输入与非门。U1的第一路输出12分别连接到U2的两路输入1和2，以及U3的一路输入1，U1的第二路输出7分别连接到U2的另外两路输入4和5，以及U3的一路输入9，+5V电源通过上拉电阻R206、R221分别连接到U1的两路输出12和7，U2的第一路输出3连接到U3的一路输入10，U2的第二路输出6连接到U3的一路输入2，U2的第三路输出8连接到U3的一路输入5，+5V电源通过上拉电阻R207、R205分别连接到U3的输入4和12。BRA信号同时连接到U2输入12和13，ARG信号连接到U3输入4，正三角波信号TA+连接到U1的输入4，负三角波信号TA-连接到U1的输入10，电容C202连接在U1的输入4和5之间。

图5中，u_i为限幅电路输出的控制信号电压，标号TA+和TA-为两路基准三角波信号，TA+为正三角波信号，TA-为负三角波信号。U1为一个集成的精密高速双电压比较器。U1的管脚4、5为一个比较器的输入端，管脚12为其对应输出；管脚9、10为另一个比较器的输入端，管脚7为其对应输出。这里，该电压比较器的输出为PWM信号，幅值为+5V，频率为9.2Khz，两个比较器的输出都是单级性PWM脉冲信号。U2和U3组合实现伺服***的逻辑保护功能。例如：当断开方位电机信号BRA为有效时，即零电平时，该路与非门的输出11（4Y）为高电平，因此U3的两个4输入与非门的输出AA+、AA-都为高电平。然后，它们送入驱动PWM脉冲开关电路，导致功率开关管基极驱动脉冲均为低电平。于是，方位电机立即停转。同理，当左方位限位开关ALG、右方位限位开关ARG任何一个有效时，均能使功率开关管基极驱动脉冲变为低电平。同时，图5中的电路能够保证信号AA+ 和信号AA-互锁，当任何一路为PWM信号时，另一路始终为高电平，这样，就不会出现同臂导通短路现象，因而不需附加延时电路。俯仰通道和倾斜通道的原理图与方位通道完全相同。

图5中，AA+为方位电机正转驱动脉冲，AA-为方位电机反转驱动脉冲，幅值均为+5V，频率为9.2Khz。AA+、AA-分别连接一个PNP三极管开关电路，从而输出H桥PWM驱动信号FW1、FW2。当FW1为PWM信号时，可以驱动后续的H桥电路，使电机正转。当FW2为PWM信号时，可以驱动后续的H桥电路，使电机反转。

4、实验验证

当控制信号电压u_i=0.1V时，方位通道H桥的输出信号如图6所示：

当控制信号电压u_i=0.1V时，在功率放大器空载情况下，即不接入电机，图6中上侧为H桥可逆PWM变换器电路图3中标号A的电压信号，其幅值为+26.5V的电压。下侧为图3中标号B的电压信号，其为PWM信号，幅值为+26.5V左右，频率为9.2Khz左右。

Claims (4)

1.一种应用于天线的PWM功率放大器，其特征在于：包括

三个功率放大器通道电路，用于同时驱动三路伺服电机；

并联功率补偿模块，功率放大器和并联功率补偿模块并联连接后与伺服电机相连接；

所述的功率大放器通道电路，包括滤波及输入放大器（1）、减法器（2）、PI校正器（3）、三角波发生器（4）、调制及逻辑保护电路（5）和H桥PWM功率变换电路（6）组成，由控制计算机发送的控制信号，通过D/A变换成模拟信号，首先输入滤波及输入放大器（1）后，再送到减法器（2），由测速发电机得到的速度反馈信号和局部电压负反馈信号同时送至减法器（2）；位置、速度和电压信号输入同一个减法器（2）求差后，经过PI校正器（3）进行调节，PI校正器（3）的输出连接调制及逻辑保护电路（5）的输入，三角波发生器（4）的正三角波信号a连接调制及逻辑保护电路（5）中比较器的一路基准输入，其负三角波信号b连接比较器的另一路基准输入，综合后的控制信号电压和三角波通过电压比较器，形成占空比随控制信号电压而变化的PWM波，调制及逻辑保护电路（5）输出单极性PWM波信号，输入到采用双极模式工作的H桥PWM功率变换电路（6），H桥PWM功率变换电路（6）的输出端连接到电机的电枢绕组两端；

所述的H桥PWM功率变换电路（6），开关器件T1、T2、T5和T6为达林顿管，T3、T4为开关三极管，T3、T4的射极分别接地，T1的基极连接到电阻R18和R28并联的一端，电阻R18和R28并联的另一端连接到T6的基极，T3集电极连接T1基极，二极管D1阳极连接T1基极，二极管D1阴极连接T1的射极，电容C1连接在T3的集电极和地之间，电阻R19连接在T6的射极和基极之间，电阻R14、R15串联连接连接T1的射极和地之间；T5的基极连接到电阻R16和R27的并联的一端，电阻R16和R27的并联的另一端连接到T2的基极，T4集电极连接T5基极，二极管D2阳极连接T5基极，二极管D2阴极连接T5的射极，电容C2连接在T4的集电极和地之间，电阻R17连接在T2的射极和基极之间，电阻R20、R21串联连接T5的射极和地之间，T2的射极连接T6的射极，T1的射极连接T2的集电极，T5的射极连接T6的集电极，A、B端分别连接电机电枢绕组的两端；

所述的调制及逻辑保护电路（5），U1为电压比较器，U2为2输入与非门，U3为4输入与非门；U1的第一路输出12分别连接到U2的两路输入1和2，以及U3的一路输入1，U1的第二路输出7分别连接到U2的另外两路输入4和5，以及U3的一路输入9，+5V电源通过上拉电阻R206、R221分别连接到U1的两路输出12和7，U2的第一路输出3连接到U3的一路输入10，U2的第二路输出6连接到U3的一路输入2，U2的第三路输出8连接到U3的一路输入5，+5V电源通过上拉电阻R207、R205分别连接到U3的输入4和12；BRA信号同时连接到U2输入12和13，ARG信号连接到U3输入4，正三角波信号TA+连接到U1的输入4，负三角波信号TA-连接到U1的输入10，电容C202连接在U1的输入4和5之间。

2.如权利要求1所述的一种应用于天线的PWM功率放大器，其特征在于：所述的并联功率补偿模块通过插接件与伺服电机进行电气连接。

3.如权利要求1所述的一种应用于天线的PWM功率放大器，其特征在于：所述的并联功率补偿模块通过插接件与功率放大器通道电路进行电气连接。

4.如权利要求1所述的一种应用于天线的PWM功率放大器，其特征在于：所述的功率放大器通道电路为功率放大器方位通道电路、功率放大器信俯仰通道电路和功率放大器横滚通道电路。