CN103475258B - 可调放电参数的高压脉冲电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可调放电参数的高压脉冲电源，包括供电单元、滤波及整流单元、辅助电源、DC‑DC主变换器、高压脉冲发送单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元，供电单元与滤波及整流单元的输入端相连接，滤波及整流单元的输出端分别与辅助电源和DC‑DC主变换器相连接，DC‑DC主变换器还分别与高压脉冲发送单元、电源输出参数控制单元相连接，电源输出参数控制单元还通过驱动与保护单元与高压脉冲发送单元相连接。本发明由光伏和市电联合供电，能够调节电源输出端的电压及脉冲参数，大大提高了高压脉冲电源的适用场合，能够广泛应用在水处理***领域，具有良好的应用前景。

Description

可调放电参数的高压脉冲电源

技术领域

本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种可调放电参数的高压脉冲电源。

背景技术

传统的高压电源装置一般没有完整、详细的实施方案，更没有检测电路，无法判断高压电源装置是否运行正常，无法获取高压电源装置的输入功率和输出端的放电功率，以至于无法实现电源输出端电压及脉冲的调节，限制了高压电源装置的适用场合。

发明内容

本发明所解决的技术问题是克服现有技术中的无法实现电源输出端电压电压及脉冲的调节，限制了高压电源装置的适用场合问题。

为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：包括供电单元、滤波及整流单元、辅助电源、DC-DC主变换器、高压脉冲发送单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元，所述供电单元与滤波及整流单元的输入端相连接，所述滤波及整流单元的输出端分别与辅助电源和DC-DC主变换器相连接，所述DC-DC主变换器还分别与高压脉冲发送单元、电源输出参数控制单元相连接，所述电源输出参数控制单元还通过驱动与保护单元与高压脉冲发送单元相连接，所述辅助电源设有多路工作电源输出，分别DC-DC主变换器、高压脉冲发送单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元供电。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述供电单元包括光伏组件、浪涌防护单元、并网光伏逆变器、带储能的离网光伏逆变器和通道选择器，所述光伏组件的电能输出端通过浪涌防护单元分别与带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输入端相连接，所述带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输出端分别与通道选择器的输入端相连接，所述通道选择器的输入端还与市电相连接，所述通道选择器的输出端做为供电单元的输出端与滤波及整流单元相连接。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述光伏组件设有最大功率点跟踪控制的光伏能采集充电单元，所述光伏能采集充电单元包括光伏板PV、光伏输出电流采样电路CS1、主变换器Buck、充电电流采样电路CS2、蓄电池B、MCU、电压和电流反馈控制网络，所述光伏板PV通过光伏输出电流采样电路CS1与MCU相连接，所述蓄电池B通过充电电流采样电路CS2与MCU相连接，所述光伏输出电流采样电路CS1和充电电流采样电路CS2之间设有主变换器Buck，所述主变换器Buck和充电电流采样电路CS2之间设有电压和电流反馈控制网络，所述电压和电流反馈控制网络还与MCU相连接。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述DC-DC主变换器包括交织型功率因素电路和可调逆变电源电路；所述高压脉冲发生单元，包括功率开关电路及能量回收电路和高压脉冲形成电路；所述电源输出参数控制单元，包括输出电压调整电路、脉冲重复率调整电路和脉冲宽度调整电路；所述交织型功率因素电路接收滤波及整流单元的电压，输出恒定高压，并向可调逆变电源电路供电，可调逆变电源电路给高压脉冲发生单元内的功率开关及能量回收电路供电，所述功率开关及能量回收电路在驱动与保护单元的控制下，与高压脉冲形成电路共同作用，产生高压脉冲输出；所述电源输出参数控制单元内的输出电压调整电路向DC-DC主逆变器的可调逆变电源单元发送输出电压调整信号，使DC-DC主变换器向高压脉冲发生单元提供输出电压可调；所述电源输出参数控制单元内的脉冲重复率调整电路、脉冲宽度调整电路控制驱动与保护单元控制高压脉冲发生单元内的高压脉冲形成电路输出可调的高压脉冲信号。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述驱动与保护单元，包括功率开关驱动电路和过载保护电路，所述功率开关驱动电路用于驱动控制高压脉冲发生单元输出可调的高压脉冲信号。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述功率因素校正单元包括控制器UP1、功率因数电感L3-L4、整流二极管D1-D2和功率开关管Q1-Q2，所述控制器UP1的开关驱动信号输出端DRV1和DRV2的信号反相，与功率开关管Q1、Q2形成交织驱动，使得功率因数电感L3-L4内的电流处于交织变化状态；控制器UP1的输出端ZCD1和ZCD2分别通过功率因数电感L3-L4、整流二极管D1-D2做为功率因素校正单元的输出端VH2，功率因素校正单元的输出端VH2的电压通过电阻R5和R7构成的反馈电路向控制器UP1的FB端反馈输出电压。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述可调逆变电源电路包括电源控制器UP2、与门U1A-U1D、驱动集成电路UD1-UD2、全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述电源控制器UP2的输出端分别通过与门U1A-U1B和与门U1C-U1D与驱动集成电路UD1、UD2相连接，所述驱动集成电路UD1-UD2的输出端驱动全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述全桥逆变器开关管QD1-QD4的输出端通过高压变压器T输出电压AHV。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述电源输出参数控制单元，包括微控制器UC、光电耦合器U2、电压比较器A1-A2、高速施密特触发器U5A和数字电位器Radj，所述数字电位器Radj的输入端连接有用于改变其值的轻触开关K1和K2，输出端与电压比较器A2的反向端相连接，电压比较器A1的正向端外接基准电压，电压比较器A1的反向端外接述可调逆变电源电路的输出电压AHV，所述电压比较器A1-A2的输出端通过光电耦合器U2与可调逆变电源电路的电源控制器UP2相连接；所述轻触开关KS、K3、K4、K5、K6分别与微控制器UC的输入输出口连接，控制微控制器UC输出脉冲重复率调整信号、脉冲宽度调整信号和用于功率开关驱动电路的驱动信号发送给驱动与保护单元。

前述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述功率开关驱动电路包括高速电压比较器A3-A6、高速施密特触发器U5B、高速与非门U4A和U4B、MOS管QA1和QA2，电源输出参数控制单元输出的于功率开关驱动电路的驱动信号依次通过高速施密特触发器U5B、U4A、U4B和QA1、QA2构成的功率开关驱动电路；所述过载保护电路包括电压比较器A3、A4及三极管Q3构成可调逆变电源电路的过流保护延迟电路；所述过载保护电路还包括电压比较器A5、A6以及三极管Q4，构成高压脉冲发生单元的过流保护延迟电路。

本发明的有益效果是：本发明的可调放电参数的高压脉冲电源，设有输入和输出端的电压和电流检测电路，有效获取高压电源***的输入功率和输出端的放电功率，有效判断高压脉冲电源运行是否正常，也可实现输出端的放电功率大小，调节电源输出端电压及脉冲参数，大大提高了高压脉冲电源的适用场合，并由光伏和市电联合供电，节能环保，能够广泛应用在水处理***领域，调节水雾射流速度，具有良好的应用前景。

附图说明

图1是本发明的可调放电参数的高压脉冲电源的***框图。

图2是本发明的供电单元的***框图。

图3是本发明的供电单元的蓄电池充电模式图。

图4是本发明的光伏组件的控制流程图。

图5是本发明的光伏组件的同步整流Buck电路的电路图。

图6是本发明的光伏组件的电压和电流采样电路的电路图。

图7是本发明的功率因素校正单元的电路图。

图8是本发明的可调逆变电源电路的电路图。

图9是本发明的电源输出参数控制单元的电路图。

图10是本发明的功率开关驱动电路的电路图。

图11是本发明的高压脉冲发生单元的电路图。

具体实施方式

下面将结合说明书附图，对本发明作进一步的说明。

如图1所示，本发明的可调放电参数的高压脉冲电源，包括供电单元、滤波及整流单元、辅助电源、DC-DC主变换器、高压脉冲发送单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元，所述供电单元与滤波及整流单元的输入端相连接，滤波及整流单元的输出端分别与辅助电源和DC-DC主变换器相连接，DC-DC主变换器还分别与高压脉冲发送单元、电源输出参数控制单元相连接，所述电源输出参数控制单元还通过驱动与保护单元与高压脉冲发送单元相连接，辅助电源设有多路工作电源输出，分别DC-DC主变换器、高压脉冲发送单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元供电。

所述供电单元包括光伏组件、浪涌防护单元、并网光伏逆变器、带储能的离网光伏逆变器和通道选择器，光伏组件的电能输出端通过浪涌防护单元分别与带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输入端相连接，带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输出端分别与通道选择器的输入端相连接，通道选择器的输入端还与市电相连接，通道选择器的输出端做为供电单元的输出端与滤波及整流单元相连接。

所述供电单元的工作过程为：光伏组件的输出先与浪涌防护单元连接，再送入带储能的离网光伏逆变器，光伏能量先对储能装置(蓄电池)充电，当蓄电池的能量充足时，与光伏组件共同对离网光伏逆变器进行稳定供电；在有220V交流市电的环境下，通过适时监测蓄电池和光伏组件的能量，蓄电池和光伏组件的能量满足***运行的能量要求时，优先使用带储能的离网光伏逆变器供电，当蓄电池和光伏组件的能量不能满足***运行时，自动切换到220V市电工作；对于可并网发电，并提供上、下网电量将分开结算的场合，直接使用并网光伏逆变器，能够环保，使用方便，充分利用太阳能资源。

如图2所示，所述光伏组件设有最大功率点跟踪控制的光伏能采集充电单元，所述光伏能采集充电单元包括光伏板PV、光伏输出电流采样电路CS1、主变换器Buck、充电电流采样电路CS2、蓄电池B、MCU、电压和电流反馈控制网络，所述光伏板PV通过光伏输出电流采样电路CS1与MCU相连接，所述蓄电池B通过充电电流采样电路CS2与MCU相连接，所述光伏输出电流采样电路CS1和充电电流采样电路CS2之间设有主变换器Buck，所述主变换器Buck和充电电流采样电路CS2之间设有电压和电流反馈控制网络，所述电压和电流反馈控制网络还与MCU相连接。本发明的光伏组件采用12块35V/275W的光伏板(PV)，构成2串6并结构，通过光伏能采集充电单元，对蓄电池B进行充电蓄能，蓄电池B采用4只12V65Ah的胶体电池串联，形成48V65Ah的蓄电容量，在正常的天气条件下，由于光伏组件为最大功率点(maximum power point：MPP)跟踪控制，会随着光照和环境温度的变化而变化，使光伏组件工作在MPP附近，有效提高太阳能利用率。

MCU分别实施采集蓄电池B和光伏板PV的电压和电流，根据蓄电池B的实际电压值，通过控制电压和电流反馈控制网，使主变换器Buck工作在如图3所示的阶段，适合于蓄电池B充电的各种模式下，同时，MCU实时采集的光伏板PV端功率和蓄电池B端的功率，使用如图4所示的MPPT算法流程图，实时调整主变换器Buck，使光伏板PV的输出处于最大功率点上。

如图5所示，光伏能采集充电单元的同步整流Buck电路，同步整流(Synchronous Rectifier:SR)降压(Buck)结构的最大功率点跟踪(MPPT)，采用频率相同、位相相反驱动信号驱动主开关管Q1与同步整流管Q2，即Q1关断时，Q2导通；Q1导通时，Q2关断，采用同步整流技术后驱动器的效率得到显著提高。

对于上述发明的图3和图5，输出电压Vo=VD1，输入电压Vin=VS，当开关管Q1和Q2特性一致，并且主变压器Buck处于稳定工作状态时间时，主开关管Q1导通占空比为D，同步整流开关管Q2导通占空比为1-D；开关管导通压降VQ1＝I_Q1R_on，VQ2＝I_Q2R_on。于是，在理想工作状态下，根据开关电源基本原理，可以得到处于连续工作模式的同步整流Buck电路的如下方程组：

$\left\{\begin{array}{c}L=\frac{(\mathrm{VS}-\mathrm{VD}1)D}{f_{\mathrm{sw}}{I}_{C}r}\\ D=\frac{\mathrm{VD}1+\mathrm{VQ}2}{V_S-\mathrm{VQ}1}\\ I_C=I_O=\frac{I_{\mathrm{PK}}+I_{\mathrm{TR}}}{2}\\ r=\frac{\mathrm{\ΔI}}{I_C}=\frac{\mathrm{\ΔI}}{I_O}\\ \mathrm{VQ}1=I_{Q1}{R}_{\mathrm{on}},\mathrm{VQ}2=I_{Q2}{R}_{\mathrm{on}}\end{array}\right.$

式中，L为滤波电感L1的电感量；VD1为同步整流Buck电路的输出电压；I_C为电感中间电流；I_O为输出电流；I_PK为电感峰值电流；I_TR为电感谷值电流；ΔI为纹波电流；r为纹波率；V_S为光伏板输出电压；R_on为特性一致的开关管Q1和Q2的导通电阻；I_Q为开关管电流。

电感L1的峰值电流表达式为：

$I_{\mathrm{PK}}=I_o(1+\frac{r}{2})$

上述公式(1)和(2)中，取电流文波率r=0.4时，开关管的最高开关电流表达式为

$I_{\mathrm{SW}\max }=I_{\mathrm{LAVG}}+\frac{\mathrm{\ΔI}}{2}=\frac{I_{\mathrm{PK}}+I_{\mathrm{TR}}}{2}D+\frac{\mathrm{\ΔI}}{2}=I_O+\frac{\mathrm{\ΔI}}{2}$

同步整流Buck电路的输出电压的纹波为ΔU，输出电容Co=Cout1+Cout2，所需要的最小容量和最大等效电阻表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{o\min }=\frac{L[\mathrm{\ΔU}-\sqrt{{\left(\mathrm{\ΔU}\right)}^2-{\left({\mathrm{\ΔIR}}_{\mathrm{ESR}}\right)}^2}]}{U_o{R}_{\mathrm{ESR}}}\\ R_{\mathrm{ESR}\max }=\frac{\mathrm{\ΔU}}{\mathrm{\ΔI}}\end{array}\right.$

公式(4)中，

输入电容C_in所要求的平均有效电流表达式为

$I_{\mathrm{Irms}}=I_{\mathrm{SW}\max }\sqrt{D(1-D)}$

如图6所示，光伏板PV和蓄电池B的电压和电流采样电路，放大器A1和电流取样电阻RS1构成光伏板PV的电流输出转换电路，放大器A4和取样电阻RS2构成蓄电池B的电流转换电路，MCU通过内部ADC分别采集蓄电池B和光伏板PV端的电压和电流，通过图4所示的程序流程控制，对电压和电流反馈控制网进行调整，进一步对图2所示的电能采集充电Buck主体电路进行工作模式调整，实现光伏板PV输出电能的MPPT控制功能。

所述DC-DC主变换器包括交织型功率因素电路和可调逆变电源电路；所述高压脉冲发生单元，包括功率开关电路及能量回收电路和高压脉冲形成电路；所述电源输出参数控制单元，包括输出电压调整电路、脉冲重复率调整电路和脉冲宽度调整电路；所述交织型功率因素电路接收滤波及整流单元的电压，输出恒定高压，并向可调逆变电源电路供电，可调逆变电源电路给高压脉冲发生单元内的功率开关及能量回收电路供电，所述功率开关及能量回收电路在驱动与保护单元的控制下，与高压脉冲形成电路共同作用，产生高压脉冲输出；所述电源输出参数控制单元内的输出电压调整电路向DC-DC主逆变器的可调逆变电源单元发送输出电压调整信号，使DC-DC主变换器向高压脉冲发生单元提供输出电压可调；所述电源输出参数控制单元内的脉冲重复率调整电路、脉冲宽度调整电路控制驱动与保护单元控制高压脉冲发生单元内的高压脉冲形成电路输出可调的高压脉冲信号。

所述驱动与保护单元，包括功率开关驱动电路和过载保护电路，所述功率开关驱动电路用于驱动控制高压脉冲发生单元输出可调的高压脉冲信号。

如图7所示，所述功率因素校正单元包括控制器UP1、功率因数电感L3-L4、整流二极管D1-D2和功率开关管Q1-Q2，所述控制器UP1的开关驱动信号输出端DRV1和DRV2的信号反相，与功率开关管Q1、Q2形成交织驱动，使得功率因数电感L3-L4内的电流处于交织变化状态；控制器UP1的输出端ZCD1和ZCD2分别通过功率因数电感L3-L4、整流二极管D1-D2做为功率因素校正单元的输出端VH2，功率因素校正单元的输出端VH2的电压通过电阻R5和R7构成的反馈电路向控制器UP1的FB端反馈输出电压。

控制器UP1的开关驱动信号输出端DRV1和DRV2的信号反相，对功率开关管Q1和Q2形成交织驱动，使得功率因数电感L3-L4内的电流处于交织变化状态，有效提高了电路工作效率，低电路工作的电磁干扰，控制器IP1的ZCD1和ZCD2，分别是功率因素电感L3-L4的电流检测端；Bo端用于输入电压跟踪检测；FB端用于输出电压反馈；OVp端用于检测输出端电压是否过压；CS1和CS2端，用于检测开关管Q1和Q2的电流；交织型PFC电路的输出端VH2的电压(为DC420V±20V)通过电阻R5和R7构成的反馈网络向控制器FB端反馈输出电压，同时通过电阻R6和R8构成的反馈网络向控制器UP1的OVp端反馈VH2是否过压，最大持续输出功率为1.6KW，控制器UP1U，选用FAN9612、NCP1631芯片等。

功率因素校正单元的相关参数由公式 和确定，其中P_sto代表电感L的存储能量，P_out为V_out端的输出功率，I_av为电感L的峰值电流，D_max为控制器输出开关信号的最大占空比，η为转换效率，f_op为控制器工作频率，输出电容C2的作用是存储能量，维持一个恒定的电压。此电路的电容选择主要是控制输出的纹波在指标规定的范围内，对于交织型功率因素校正电路，电容的阻抗和输出电流决定了输出电压纹波的大小。电容的阻抗由三部分组成，即等效串联电感（ESL），等效串联电阻（ESR）和电容值（C），在电感电流连续模式中，电容的大小取决于输出电流、开关频率和期望的输出纹波。在MOS管开通时，输出滤波电容提供整个负载电流。在此电路中，为了满足期望的输出纹波电压，电容值可以按下式选取

$C_2\≥\frac{I_{o\max }\·D_{\max }}{f_s\·\mathrm{\ΔV}}$

其中，I_omax为最大的输出电流；D_max为最大的占空比；f_s为开关频率；ΔV为纹波电压。

如图8所示，所述可调逆变电源电路包括电源控制器UP2、与门U1A-U1D、驱动集成电路UD1-UD2、全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述电源控制器UP2的输出端分别通过与门U1A-U1B和与门U1C-U1D与驱动集成电路UD1、UD2相连接，所述驱动集成电路UD1-UD2的输出端驱动全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述全桥逆变器开关管QD1-QD4的输出端通过高压变压器T输出电压AHV，其中，电源控制器UP2，采用LTC3722、UCC28950、UCC3895、ISL6752等集成电路；UUD1和UD2为全桥逆变开关管QD1-QD4的驱动集成电路，采用IR2186、IR2110等集成电路；QD1-QD4为IGBT功率开关管，需要具有耐650V高压、大于30A的电流容量；DF1-DF4为续流二极管，使用超快速恢复二级管；T为高频功率转换变压器；DB1和DB2为高压超快速恢复整流二极管（如ST公司的反向耐压1200V，电流20A，反向恢复时间45ns的STTH6112TV）；CH3和CH4为高频电容，其作用是滤波和储能；电路工作过程中，电容CS与压变压器T的初级电感构成串联谐振电路，全桥逆变器开关管QD1-QD4处于零电压开关状态；的输出参数控制单元的调整下，可调逆变电源的输出电压AHV在DC100-600V可调，当主逆变电路过流或输出过压时，图11所示的SD端输出低电平，控制器UP2停止输出，与门U1A-U1D的输出信号被封锁(为低电平)。此时，强制全桥逆变器开关管QD1-QD4关闭，使电路进入保护状态。

如图9所示，所述电源输出参数控制单元，包括微控制器UC、光电耦合器U2、电压比较器A1-A2、高速施密特触发器U5A和数字电位器Radj，所述数字电位器Radj的输入端连接有用于改变其值的轻触开关K1和K2，输出端与电压比较器A2的反向端相连接，电压比较器A1的正向端外接基准电压，电压比较器A1的反向端外接述可调逆变电源电路的输出电压AHV，所述电压比较器A1-A2的输出端通过光电耦合器U2与可调逆变电源电路的电源控制器UP2相连接；所述轻触开关KS、K3、K4、K5、K6分别与微控制器UC的输入输出口连接，控制微控制器UC输出脉冲重复率调整信号、脉冲宽度调整信号和用于功率开关驱动电路的驱动信号发送给驱动与保护单元，其中，微控制器UC采用STC公司的STC15F101E/104W或Microchip公司的PIC12F629/675，数字电位器Radj，选用具有增/减接口32个滑动端口位置的数字电位器AD5228。

如图10所示，所述功率开关驱动电路包括高速电压比较器A3-A6、高速施密特触发器U5B、高速与非门U4A和U4B、MOS管QA1和QA2，电源输出参数控制单元输出的于功率开关驱动电路的驱动信号依次通过高速施密特触发器U5B、U4A、U4B和QA1、QA2构成的功率开关驱动电路，其中，MOS管QA1为PMOSFET管ZVP2106G，MOS管QA2为NMOSFET管ZVN2106G；所述过载保护电路包括电压比较器A3、A4及三极管Q3构成保护图3的可调逆变电源电路的过流保护延迟电路，保护延时参数由R12和C6的参数决定。电容C5的作用是，保证上电瞬间给电压比较器A4的同相端提供一个大于Vref的电压，保证SD2的输出为高电平。二极管D5的作用是在掉电瞬间将存储在C6的电荷迅速释放；所述过载保护电路还包括电压比较器A5、A6以及三极管Q4，构成高压脉冲发生单元的过流保护延迟电路，控制图11高压脉冲发生单元的功率电子开关QT1和QT2电流超过由基准电压Vref2和电阻R23、R24设定的最大限值时，电压比较器A5输出高电平，触发由R26、D6、C10、C11、Q4和A6构成的保护延时电路，SD2端输出低电平，使QA1和QA2截止，DOT输出低电平，图11所示的高压脉冲发生单元停止工作。

高压脉冲发生单元的QT1和QT2为高速功率场效应管，其源极-漏极耐压需满足800-1000V，采用SiHFPE50、SiHFPF50、SiHFPG50和IPW90R120C3等器件；脉冲功率变压器PT1-PT10，其磁芯材料使用高频功率铁氧体磁环，如PC45、PC46、PC47、PC50、PC90、PC95等，其绕组使用高压绝缘导线；压缩开关MSA和MSB、MS1和MS2的磁性材料使用B-H曲线具有矩形特性，并且矫顽力较小的矩磁材料，如铁钴钒矩磁、奥则闹尔(Orthonol)矩磁、非晶态2605SC和非晶态2714SC等；电容Cc1、Cc2、Cp1、Cp2、C0、C1和C2采用高频高压云母电容，要求具有较小的等效串联阻抗和感抗；二极管DD1为高压开关二极管，使用25个2CL106构成5串5并结构(或20个2CL2FM构成2串20并，或60个BYX104G构成5串12并结构)。

脉冲功率变压器PT1-PT10的初级并联，次级串联，为了获得更大的能量，将10个脉冲变压其分成两组(每5个一组)，分别使用功率电子开关QT1和QT2驱动，分别在每组功率脉冲变压器的初级串联次压缩开关MSA、MSAB。

功率电子开关QT1和QT2导通瞬间，电流从AHV端经电感Lc1、Lc2、二极管Dp1、Dp2和电流取样电阻Rrs1、Rrs12流向地线，同时，由于电容Cp1、Cp2的耦合作用，存在另一路电流从地线经过磁开关MSA(B)、脉冲变压器PT1-PT10的初级线圈，穿过电容Cp1、Cp2流向地线形成环路。此时，在脉冲变压器PT1-PT10的耦合下，还存在另外三个电流环路，即“地线→DD1→MS2→MS1→C1→脉冲变压器次级串联绕组”的电流环路，“地线→C2→MS1→C1→脉冲变压器次级串联绕组”的电流环路，“地线→C0→脉冲变压器次级串联绕组”的电流环路，其中，压缩开关MSA、MSAB和MS1和MS2的电流可以使磁开关的磁芯复位，即，在每个脉冲重复周期中，功率开关管导通瞬间均自动实现了磁复位功能。

功率电子开关QT1和QT2关闭瞬间，根据楞次定律，电流将持续从AHV端流过Lc1、Lc2、二极管Dp1、Dp2，产生自感电动势，该电动势联通AHV端的电压一起经过耦合电容Cp1、Cp2，加载在脉冲变压器PT1-PT10的初级线圈和压缩开关MSA、MSAB构成的串联电路两端，其施加的最大电压V_c由无损缓冲电路的参数决定，随着流过脉冲变压器初级和压缩开关MSA、MSB的电流不断加大，当压缩开关MSA、MSB饱和的瞬间，几乎所有的高压信号全部加载到脉冲变压器的初级，此时，在脉冲变压器的次级获得叠加后的脉冲高压，次级线圈同时获得耦合脉冲电压。

脉冲变压器初级施加的最大电压V_c表达式为：

V_c＝V_AHV+V_L+V_F≈V_AHV+V_L

式中V_AHV为AHV端的电压，V_L为电感Lc1(2)的自感电动势，V_F为二极管Dc1、Dc2的正向压降。

电感Lc1、Lc2的绕组峰值电流、磁芯材料的峰值磁通密度B_PK和最大磁通密度B_m之间的约束：B_PK＝χB_m，0.4≤χ≤0.8，

l_e为两个所述磁芯的磁路长度，N代表缠绕在磁芯上的绕组匝数，Δi为通过绕组的电流变换率，求得磁场强度

如果气隙δ的漏感足够小(小于10%)，则如下的电磁学表达式成立：

$\mathrm{\ΔH}=\frac{\mathrm{\ΔB}}{{\mathrm{\μ}}_i}=\frac{\mathrm{N\Δi}}{l_e+\mathrm{\δ}}$ 和 $\mathrm{\ΔB}=\frac{{\mathrm{\μ}}_0\mathrm{N\Δi}}{\frac{l_e}{{\mathrm{\μ}}_r}+\mathrm{\δ}}$

式中，μ₀＝4π×10^-7，为磁芯材料相对磁导率，l_e为磁心的有效磁路长度，δ为气隙长度，在实际应用中，根据绕组峰值电流、磁芯材料的峰值磁通密度B_PK和最大磁通密度B_m之间的约束关系，还应该满足：

$B_{\mathrm{PK}}=\frac{{\mathrm{\μ}}_{0}N{i}_{\mathrm{PK}}}{\frac{l_e}{{\mathrm{\μ}}_r}+\mathrm{\δ}}\≤\mathrm{\χ}{B}_m$

根据麦克斯韦方程和法拉第电磁感应原理，磁芯横截面积为S，确定由N电感量为L的所述初级线圈电流i引起的变化磁场的表达式为：

$V_L=\mathrm{NS}\frac{\mathrm{dB}}{\mathrm{dt}}=L\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}$

即，绕组通过电流Δi时，电感的磁感应强度变化率为则可以知道电感Lc2的计算表达式为：

$L=\mathrm{NS}\frac{\mathrm{\ΔB}}{\mathrm{\Δi}}=N^{2}S\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{\frac{l_e}{{\mathrm{\μ}}_r}+\mathrm{\δ}}\≤\mathrm{NS}\frac{\mathrm{\χ}{B}_m}{i_{\mathrm{PK}}}$

电感量与线圈匝数的平方和磁芯的横截面积成正比，与有效磁路长度和气隙长度成反比，该公式定义了电感量L一定的情况下，在选定了特定的磁芯参数(截面积S，有效磁路长度l_e，磁导率μ_r，最大饱和磁通密度B_m)之后，绕组匝数N、气隙δ和电感峰值电流i_PK之间的约束关系。

在最大脉冲重复周期T_rep.内，定义电感Lc1、Lc2内的电流上升和下降时间相等t_r＝t_f，根据带气隙的磁感应强度公式、磁芯材料峰值磁通密度B_PK和最大磁通密度B_m之间的约束关系，可求得最大电流变化量表达式：

$i_{\max }=B_{\mathrm{PK}}\frac{\frac{l_e}{{\mathrm{\μ}}_r}+\mathrm{\δ}}{{\mathrm{\μ}}_{0}N}=\mathrm{\χ}{B}_m\frac{\frac{l_e}{{\mathrm{\μ}}_r}+\mathrm{\δ}}{{\mathrm{\μ}}_{0}N}$

定义V_L＝V_AHV，则电感方程和电感的伏秒法则，可求得一个导电周期内，电感Lc1、Lc2在最大饱和磁通密度下工作的电流上升和下降时间的表达式：

$t_r=t_f=\frac{L{\mathrm{\Δi}}_{\max }}{V_{\mathrm{AHV}}}=\frac{N^2\mathrm{S\χ}{B}_m}{V_{\mathrm{AHV}}}$

则最大脉冲重复频率f_rep.和最小脉冲重复周期T_rep.必须满足下列公式：

$f_{\mathrm{rep}.}=\frac{1}{T_{\mathrm{rep}.}}\≤\frac{1}{2t_r}=\frac{V_{\mathrm{AHV}}}{2N^2\mathrm{S\χ}{B}_m}$

T_rep.由图4所示的电源输出参数控制单元中的微控制器UC设定。

综上所述，本发明的可调放电参数的高压脉冲电源，设有输入和输出端的电压和电流检测电路，有效获取高压电源***的输入功率和输出端的放电功率，有效判断高压脉冲电源运行是否正常，也可实现输出端的放电功率大小，调节电源输出端电压及脉冲参数，大大提高了高压脉冲电源的适用场合，能够广泛应用在水处理***领域，调节水雾射流速度，具有良好的应用前景。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (4)

1.一种可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：包括供电单元、滤波及整流单元、辅助电源、DC-DC主变换器、高压脉冲发生单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元，所述供电单元与滤波及整流单元的输入端相连接，所述滤波及整流单元的输出端分别与辅助电源和DC-DC主变换器相连接，所述DC-DC主变换器还分别与高压脉冲发生单元、电源输出参数控制单元相连接，所述电源输出参数控制单元还通过驱动与保护单元与高压脉冲发生单元相连接，所述辅助电源设有多路工作电源输出，分别为DC-DC主变换器、高压脉冲发生单元、驱动与保护单元和电源输出参数控制单元供电；

所述供电单元包括光伏组件、浪涌防护单元、并网光伏逆变器、带储能的离网光伏逆变器和通道选择器，所述光伏组件的电能输出端通过浪涌防护单元分别与带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输入端相连接，所述带储能的离网光伏逆变器和并网光伏逆变器的电能输出端分别与通道选择器的输入端相连接，所述通道选择器的输入端还与市电相连接，所述通道选择器的输出端做为供电单元的输出端与滤波及整流单元相连接；

所述光伏组件设有最大功率点跟踪控制的光伏能采集充电单元，所述光伏能采集充电单元包括光伏板PV、光伏输出电流采样电路CS1、主变换器Buck、充电电流采样电路CS2、蓄电池B、MCU、电压和电流反馈控制网络，所述光伏板PV通过光伏输出电流采样电路CS1与MCU相连接，所述蓄电池B通过充电电流采样电路CS2与MCU相连接，所述光伏输出电流采样电路CS1和充电电流采样电路CS2之间设有主变换器Buck，所述主变换器Buck和充电电流采样电路CS2之间设有电压和电流反馈控制网络，所述电压和电流反馈控制网络还与MCU相连接；

所述驱动与保护单元，包括功率开关驱动电路和过载保护电路，所述功率开关驱动电路用于驱动控制高压脉冲发生单元输出可调的高压脉冲信号；

所述电源输出参数控制单元，包括微控制器UC、光电耦合器U2、电压比较器A1-A2、高速施密特触发器U5A和数字电位器Radj，所述数字电位器Radj的输入端连接有用于改变其值的轻触开关K1和K2，输出端与电压比较器A2的反向端相连接，电压比较器A1的正向端外接基准电压，电压比较器A1的反向端外接可调逆变电源电路的输出电压AHV，所述电压比较器A1-A2的输出端通过光电耦合器U2与可调逆变电源电路的电源控制器UP2相连接；轻触开关KS、K3、K4、K5、K6分别与微控制器UC的输入输出口连接，控制微控制器UC输出脉冲重复率调整信号、脉冲宽度调整信号和用于功率开关驱动电路的驱动信号发送给驱动与保护单元；

所述功率开关驱动电路包括高速电压比较器A3-A6、高速施密特触发器U5B、高速与非门U4A和 U4B、MOS管QA1和QA2，电源输出参数控制单元输出的用于功率开关驱动电路的驱动信号依次通过高速施密特触发器U5B、U4A、U4B和QA1、QA2，高速施密特触发器U5B、U4A、U4B和QA1、QA2构成的功率开关驱动电路；所述过载保护电路包括电压比较器A3、A4及三极管Q3，构成可调逆变电源电路的过流保护延迟电路；所述过载保护电路还包括电压比较器A5、A6以及三极管Q4，构成高压脉冲发生单元的过流保护延迟电路。

2.根据权利要求1所述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述DC-DC主变换器包括交织型功率因素电路和可调逆变电源电路；所述高压脉冲发生单元，包括功率开关电路及能量回收电路和高压脉冲形成电路；所述电源输出参数控制单元，包括输出电压调整电路、脉冲重复率调整电路和脉冲宽度调整电路；所述交织型功率因素电路接收滤波及整流单元的电压，输出恒定高压，并向可调逆变电源电路供电，可调逆变电源电路给高压脉冲发生单元内的功率开关及能量回收电路供电，所述功率开关及能量回收电路在驱动与保护单元的控制下，与高压脉冲形成电路共同作用，产生高压脉冲输出；所述电源输出参数控制单元内的输出电压调整电路向DC-DC主逆变器的可调逆变电源单元发送输出电压调整信号，使DC-DC主变换器向高压脉冲发生单元提供的输出电压可调；所述电源输出参数控制单元内的脉冲重复率调整电路、脉冲宽度调整电路控制驱动与保护单元控制高压脉冲发生单元内的高压脉冲形成电路输出可调的高压脉冲信号。

3.根据权利要求2所述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述交织型功率因素电路包括控制器UP1、功率因数电感L3- L4、整流二极管D1-D2和功率开关管Q1-Q2，所述控制器UP1的开关驱动信号输出端DRV1和DRV2的信号反相，与功率开关管Q1、Q2形成交织驱动，使得功率因数电感L3- L4内的电流处于交织变化状态；控制器UP1的输出端ZCD1和ZCD2分别通过功率因数电感L3- L4、整流二极管D1-D2做为交织型功率因素电路的输出端VH2，交织型功率因素电路的输出端VH2的电压通过电阻R5和R7构成的反馈电路向控制器UP1的FB端反馈输出电压。

4.根据权利要求2所述的可调放电参数的高压脉冲电源，其特征在于：所述可调逆变电源电路包括电源控制器UP2、与门U1A-U1D、驱动集成电路UD1-UD2、全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述电源控制器UP2的输出端分别通过与门U1A-U1B和与门U1C-U1D与驱动集成电路UD1、UD2相连接，所述驱动集成电路UD1-UD2的输出端驱动全桥逆变器开关管QD1-QD4，所述全桥逆变器开关管QD1-QD4的输出端通过高压变压器T输出电压AHV。