CN103414209A - 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 - Google Patents
一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103414209A CN103414209A CN2013103261850A CN201310326185A CN103414209A CN 103414209 A CN103414209 A CN 103414209A CN 2013103261850 A CN2013103261850 A CN 2013103261850A CN 201310326185 A CN201310326185 A CN 201310326185A CN 103414209 A CN103414209 A CN 103414209A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- rotor
- stator
- dfig
- voltage
- rmc
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
本发明公开了一种基于RMC的DFIG直流并网发电***,包括多台DFIG和高压直流电网;每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器;定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器。相对于传统DFIG并网***中的工频变压器体积更小、重量更轻;对于DFIG***来说,变流器的级数减少了,同时体积较大的稳压电容由体积重量较小的滤波电容取代,***结构简单,运行性能稳定。本发明还公开了上述***的转矩控制方法,定子和转子RMC换流器的协同作用,保证DFIG输出电磁转矩及气隙磁链幅值恒定,同时控制电机定子和转子侧输出有功功率和输入无功功率相等。
Description
技术领域
本发明属于风力并网发电技术领域,具体涉及一种基于RMC(精简矩阵变换器)的DFIG直流并网发电***及其转矩控制方法。
背景技术
随着人口的增加,经济的发展,人类对于能源的需求也越来越大,传统的能源储量正在日益枯竭,从而带来了能源短缺的问题。随着传统能源的日益枯竭,风能已经成为一种十分具有潜力的新能源,而当今社会,风电产业已成为新能源领域的一大支柱产业。
伴随着陆上风电场的广泛应用,海上风电场也在持续发展。与陆上风电场相比,海上风电以其高风速、低风切变、低涡流、高产出等优点,成为重要的可持续能源。随着海上风电场规模和风电场离岸距离的增大,交流输电受到交流电缆充电电流的影响,传输容量和传输距离受到限制,不能满足海上风电场的并网要求。高压直流输电(HVDC)以其诸多优点成为大规模海上风电场与电网联接的理想方式。
传统的双馈风机HVDC并网结构如图1所示,主要由多台DFIG(双馈异步风力发电机)组成,每台DFIG依次连接转子侧变流器、网侧变流器、滤波器、变压器后通过送端站接入直流母线。这种并网***必须使用送端站把DFIG输出功率从交流传输变为直流传输,并且该送端站需要在不同的工况下维持稳定的电机定子端电压,***结构复杂,控制难度大。此外,应用于HVDC的传统变流器转换级数较多,增加了能量损耗,其稳压电解电容的使用又使得***的体积和重量增加,同时降低了***的可靠性。
因此,有必要研发出一种新型的风电HVDC并网***拓扑结构,结合DFIG风机控制***的相关特性,在保证并网效果的同时简化***的结构,降低其建造成本,提高其运行性能,达到更好的研究和实际工程应用。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题,本发明提供了一种基于RMC的DFIG直流并网发电***及其转矩控制方法,结构简单成本低,通过气隙磁链定向的控制策略,保证了***输出电磁转矩恒定,运行性能稳定;通过电流给定计算,灵活控制定、转子输出有功功率和无功功率的比例,保证了两者相等。
一种基于RMC的DFIG直流并网发电***,包括多台DFIG和高压直流电网,每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器;所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器。
所述的定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段,将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁;在DFIG运行阶段,定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压,并对该脉冲电压进行升压,进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网。
所述的转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁。
所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器均由RMC、单相高频变压器和单相全桥全控型变流器依次连接构成。
所述的控制器用于采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角以及转速,并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制。
所述的DFIG具有三相定子绕组和三相转子绕组;所述的三相定子绕组分别与定子RMC换流器中RMC的三相交流侧对应连接,所述的三相转子绕组分别与转子RMC换流器中RMC的三相交流侧对应连接,定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧对应连接后接入高压直流电网。
优选地,所述的定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧共同并联有母线滤波电容;能够维持恒定的直流电压。
所述的RMC为三相六桥臂结构,其每个桥臂由一双向功率开关构建;所述的双向功率开关由两个IGBT管T1~T2组成;其中,IGBT管T1的集电极为双向功率开关的一端,IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的发射极相连,IGBT管T2的集电极为双向功率开关的另一端,两个IGBT管T1~T2的门极接收控制器提供的PWM信号。
上述DFIG直流并网发电***的转矩控制方法,如下:
对于定子RMC换流器的控制,包括如下步骤:
A1.采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角及转速;分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;
A2.根据步骤A1中得到的信号通过计算DFIG气隙电势的d轴分量Edm和q轴分量Eqm,进而计算出定子电压的d轴补偿量ΔUds和q轴补偿量ΔUqs以及定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs;
A3.根据步骤A2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs;
A4.根据定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs通过P-N-SVM(正负交变空间矢量调制)技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;
对于转子RMC换流器的控制,包括如下步骤:
B1.分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;
B2.根据步骤B1中得到的信号通过计算DFIG的等效励磁电流Im,进而计算出转子电压的d轴补偿量ΔUdr和q轴补偿量ΔUqr以及转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr;
B3.根据步骤B2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr;
B4.根据转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制。
所述的步骤A1中,采用DFIG气隙磁链矢量的空间角θe进行dq变换;所述的步骤B1中,采用转差角θv进行dq变换;
θe=∫ω1dt
θv=θe-θ
其中:ω1=ω/2,ω为DFIG的转速,θ为DFIG的转子位置角;使同步角速度ω1=ω/2,能够保证DFIG运行转差率始终为-1,进而控制定、转子输出有功功率相等。
所述的步骤A2中,根据以下公式计算定子电压的d轴补偿量ΔUds和q轴补偿量ΔUqs:
Edm=-ω1Lm(Iqs+Iqr)
Eqm=ω1Lm(Ids+Idr)
ΔUds=Edm-ω1LσsIqs
ΔUqs=Eqm+ω1LσsIds
其中:ω1=ω/2,ω为DFIG的转速,Lσs为定子漏感且Lσs=Ls-Lm,Lm为DFIG的定转子互感,Ls为DFIG的定子电感。
根据以下公式计算定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs:
iqs=Te/ψr
其中:Ψr和Te分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值,Lσr为转子漏感且Lσr=Lr-Lm,Lr为DFIG的转子电感。
所述的步骤A3中,通过PI调节补偿计算定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs的具体方法如下:
首先,使定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs分别减去三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs,得到定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs;
然后,根据以下公式对定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs进行PI调节补偿,得到定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs;
其中:Kps和Kis分别为定子比例系数和定子积分系数,s为拉普拉斯算子。
所述的步骤A4中,通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下:
首先,根据定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区;
然后,计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量Vx和Vy以及零电压矢量V0对应的作用时间tx、ty和t0;
最后,在前半个调制周期,根据电压矢量Vx、Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;在后半个调制周期,根据电压矢量-Vx、-Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;其中,电压矢量Vx与-Vx极性相反作用时间相等,电压矢量Vy与-Vy极性相反作用时间相等。
所述的步骤B2中,根据以下公式计算转子电压的d轴补偿量ΔUdr和q轴补偿量ΔUqr:
Im=Ids+Idr
ΔUdr=-ωsLσrIqr
ΔUqr=ωsLσrIdr+ωsLmIm
其中:ωs为转差角速度且ωs=ω1-ω,ω1=ω/2,ω为DFIG的转速;Lσr为转子漏感且Lσr=Lr-Lm,Lm为DFIG的定转子互感,Lr为DFIG的转子电感。
根据以下公式计算转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr:
idr=(ψr/Lm)-ids
iqr=-iqs
其中:Ψr为气隙磁链的给定值。
所述的步骤B3中,通过PI调节补偿计算转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr的具体方法如下:
首先,使转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr分别减去三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr,得到转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr;
然后,根据以下公式对转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr进行PI调节补偿,得到转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr;
其中:Kpr和Kir分别为转子比例系数和转子积分系数,s为拉普拉斯算子。
所述的步骤B4中,通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下:
首先,根据转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区;
然后,计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量Vx和Vy以及零电压矢量V0对应的作用时间tx、ty和t0;
最后,在前半个调制周期,根据电压矢量Vx、Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制;在后半个调制周期,根据电压矢量-Vx、-Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制;其中,电压矢量Vx与-Vx极性相反作用时间相等,电压矢量Vy与-Vy极性相反作用时间相等。
本发明***主要包括DFIG、转子RMC换流器、定子RMC换流器以及高压直流电网;该***首先通过间接气隙磁链位置角计算方法,保证DFIG定子和转子侧输出有功功率相等,即电机转差率恒为-1。其次通过定子和转子RMC换流器的协同作用,保证DFIG输出电磁转矩及气隙磁链幅值恒定,同时控制电机定子和转子侧输入无功功率相等。定子RMC换流器起到将DFIG输出交流电转换为直流电并升压至HVDC的电压等级,同时实现了DFIG的最大风能跟踪运行以及风电场侧送端站功能。转子RMC换流器作用是为DFIG转子提供励磁,同时实现稳定的DFIG定子端电压控制。本发明中直流电网相当于电压稳定的无穷大直流源,可直接通过高压直流输电将电能输送到远距离地区。
本发明DFIG的RMC换流器采用间接气隙磁链定向控制方法;在传统的DFIG交流并网的模型中,风机定子端输出直接与电网相连,定子侧电压为稳定对称三相交流电,为DFIG的矢量控制提供了稳定的定子磁链定向或定子电压定向基准。然而,在本发明DFIG直流并网***中,DFIG的定子与定子RMC换流器相连,因此为了保证其矢量控制的精确定位,需要协同控制定子与转子RMC换流器实现气隙磁链恒定来确保气隙电势为三相对称正弦,继而控制输出电磁转矩稳定在最大风能跟踪点。
本发明的有益效果在于:在DFIG风电***中,直接通过定子RMC换流器把功率从交流传输变为直流传输,其中RMC换流器中的高频变压器将直流母线电压直接升至HVDC电压等级,相对于传统DFIG并网***中的工频变压器体积更小、重量更轻。P-N-SVM调制技术一方面实现了上述定转子RMC换流器的控制目标,另一方面也保证了高频变压器的输入侧电压为正负交变的高频方波脉冲;同时对于DFIG***来说,变流器的级数减少了,同时体积较大的稳压电容由体积重量较小的滤波电容取代,***结构简单,运行性能稳定。此外,通过定子与转子RMC换流器的协同作用,保证了DFIG输出电磁转矩平稳,进一步提高了电能质量,减少了对电网的谐波影响;通过电流给定计算,灵活控制定、转子输出有功功率和无功功率的比例,保证了两者相等。
附图说明
图1为传统基于DFIG直流并网发电***的结构示意图。
图2为本发明基于RMC的DFIG直流并网发电***的结构示意图。
图3(a)为RMC换流器的拓扑结构示意图。
图3(b)为双向功率开关的结构示意图。
图4为转子RMC换流器的控制原理流程示意图。
图5为定子RMC换流器的控制原理流程示意图。
图6(a)为本发明并网发电***的仿真波形图。
图6(b)为DFIG定子输出有功/无功功率以及转子输出有功/无功功率的波形图。
图6(c)为DFIG定子磁链频率、转子转速以及电机运行转差率的波形图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明,下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其控制方法进行详细说明。
如图2所示,一种基于RMC的DFIG直流并网发电***,包括多台DFIG和高压直流电网,每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器;定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器;DFIG具有三相定子绕组和三相转子绕组,三相定子绕组和三相转子绕组均采用星型连接方式;其中:
定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段,将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁;在DFIG运行阶段,定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压,并对该脉冲电压进行升压,进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网。
转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁。
本实施方式中,定子RMC换流器和转子RMC换流器均采用由RMC、单相高频变压器T和单相全桥全控型变流器依次连接构成,如图3(a)所示;定子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧与转子RMC换流器中单相全桥全控型变流器的直流侧对应连接后接入高压直流电网;两个全控型变流器的直流侧共并联有母线滤波电容C。
本实施方式中,RMC为三相六桥臂结构,其每个桥臂由一双向功率开关构建;如图3(b)所示,双向功率开关由两个IGBT管T1~T2组成;其中,IGBT管T1的集电极为双向功率开关的一端,IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的发射极相连,IGBT管T2的集电极为双向功率开关的另一端,两个IGBT管T1~T2的门极接收控制器提供的PWM信号;单相全桥不控型变流器的桥臂功率开关器件采用二极管,单相全桥全控型变流器的桥臂功率开关器件采用IGBT。
控制器用于采集DFIG的三相定子电流Ias~Ics、三相转子电流Iar~Icr、转子位置角θ以及转速ω,并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制。本实施方式中,控制器由电流传感器、编码器、驱动电路和DSP构建;其中,电流传感器用于采集电流信号;编码器用于通过检测DFIG的转子位置角及转速,电流传感器和编码器将采集到的信号经信号调理及模数转换后传送给DSP,由DSP根据这些信号通过相应的控制算法构造出两组PWM信号经驱动电路功率放大后分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器中RMC的双向功率开关进行开关控制。
如图4所示,本实施方式中定子RMC换流器的控制方法,包括如下步骤:
A1.利用电流传感器采集DFIG的三相定子电流Ias~Ics和三相转子电流Iar~Icr,利用编码器通过检测DFIG的转子位置角θ得到DFIG的转速ω;
根据气隙磁链矢量定向原则,将d轴定在气隙磁链矢量方向,分别对三相定子电流Ias~Ics和三相转子电流Iar~Icr进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;
其中,进行dq变换所需的气隙磁链空间角为θe,θe=∫ω1dt,ω1为定子磁链旋转角速度,且ω1=ω/2。
A2.根据步骤A1中得到的信号,首先通过以下算式计算出DFIG气隙电势的d轴分量Edm和q轴分量Eqm:
Edm=-ω1Lm(Iqs+Iqr)
Eqm=ω1Lm(Ids+Idr)
其中:Lm为DFIG的定转子互感,本实施方式中Lm=3.78pu;
然后,根据以下算式计算出定子电压的d轴补偿量ΔUds和q轴补偿量ΔUqs:
ΔUds=Edm-ω1LσsIqs
ΔUqs=Eqm+ω1LσsIds
其中:Lσs为定子漏感且Lσs=Ls-Lm,Ls为DFIG的定子电感,本实施方式中Ls=3.91pu;
最后,根据以下算式计算出定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs:
iqs=Te/ψr
其中:Ψr和Te分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值,Lσr为转子漏感且Lσr=Lr-Lm,Lr为DFIG的转子电感,本实施方式中Lr=3.907pu,Ψr=1pu,Te=0.4pu。
A3.根据步骤A2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs:
首先,使定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs分别减去三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs,得到定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs;
然后,根据以下公式对定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs进行PI调节补偿,得到定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs;
其中:Kps和Kis分别为定子比例系数和定子积分系数,s为拉普拉斯算子,本实施方式中,Kps=4,Kir=50。
A4.根据定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制:
首先,通过Park反变换将定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs转换为在静止α-β坐标系下的定子α轴电压调制信号Vαs和定子β轴电压调制信号Vβs;
进而根据调制信号Vαs和Vβs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区,以及参考输入电压矢量与该扇区右侧相邻基本电压矢量的夹角θsvm;
然后,根据θsvm计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量Vx和Vy以及零电压矢量V0对应的作用时间tx、ty和t0;具体计算公式如下:
tx=(Tpwm/2)*msin(60°-θsvm)
ty=(Tpwm/2)*msinθsvm
tx=Tpwm/2-tx-ty
其中:Tpwm为调制周期,m为电压调制度;
最后,在前半个调制周期,根据电压矢量Vx、Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中RMC进行控制;在后半个调制周期,根据电压矢量-Vx、-Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中RMC进行控制;其中,电压矢量Vx与-Vx极性相反作用时间相等,电压矢量Vy与-Vy极性相反作用时间相等。
如图5所示,本实施方式中转子RMC换流器的控制方法,包括如下步骤:
B1.根据间接气隙磁链定向原则,将d轴定在气隙磁链方向,分别对三相定子电流Ias~Ics和三相转子电流Iar~Icr进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;其中,进行dq变换所需的气隙磁链空间角为转差角θv=θe-θ。
B2.根据步骤B1中得到的信号,首先通过以下算式计算出DFIG的等效励磁电流Im:
Im=Ids+Idr
然后,根据以下算式计算出转子电压的d轴补偿量ΔUdr和q轴补偿量ΔUqr:
ΔUdr=-ωsLσrIqr
ΔUqr=ωsLσrIdr+ωsLmIm
其中:ωs=ω1-ω。
最后,根据以下算式计算出转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr:
idr=(ψr/Lm)-ids
iqr=-iqs
B3.根据步骤B2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr:
首先,使转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr分别减去三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr,得到转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr;
然后,根据以下公式对转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr进行PI调节补偿,得到转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr;
其中:Kpr和Kir分别为转子比例系数和转子积分系数,本实施方式中,Kpr=4,Kir=50。
B4.根据转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制。
以下我们对本实施方式进行仿真分析;直流母线电压设置为10kV,高频变压器的额定频率为3kHz,电压变比为1.15:10kV,DFIG参数如表1所示:
表1
电机参数 | 参数值 |
额定功率Pn | 3MW |
额定电压Un | 220V |
额定频率fn | 50Hz |
力矩转速ωn | 0.9pu |
定子相电阻Rs | 0.00586pu |
定子电感Ls | 3.91pu |
转子电感Lr | 3.907pu |
电机互感Lm | 3.78pu |
极对数p | 3 |
图6(a)为采用本实施方式对DFIG并网***进行控制的仿真波形图,包括三相气隙电势Eam~Ecm、三相定子电流Ias~Ics、三相转子电流Iar~Icr、电磁转矩以及电机转子角速度的波形。仿真中,我们目标输出的电磁功率给定值为0.4pu,转子磁链的给定值为1pu。从仿真结果可以看出,气隙电势和定、转子相电流波形良好。实际的输出的电磁转矩0.4pu左右波动,波动范围为±5%;电机转子角速度稳定在1.2pu。此时定子的有功电流分量Isd与无功电流分量Isq都保持平稳状态。
图6(b)为定子输出有功功率和输入无功功率,以及转子输出有功功率和输入无功功率的波形。可以看出仿真结果实现了定、转子有功、无功功率分别相等,其中输出有功功率约为1.2MW(0.4pu),输入无功功率约为1.8M Var(0.6pu)。
图6(c)所示的波形包括了定子磁链频率、转子转速以及电机运行转差率的波形。从图中可以看出电机转差率始终保持在s=-1,保证了定、转子输出相同的有功功率。转子转速稳定在3500r/min,定子磁链频率稳定在30Hz。
Claims (10)
1.一种基于RMC的DFIG直流并网发电***,包括多台DFIG和高压直流电网;其特征在于:每台DFIG连接有定子RMC换流器和转子RMC换流器;所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器共连有一台控制器;
所述的定子RMC换流器用于在DFIG启动阶段,将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG定子提供初始励磁;在DFIG运行阶段,定子RMC换流器将DFIG的三相定子电压转换为正负交变的脉冲电压,并对该脉冲电压进行升压,进而将升压后的脉冲电压转换为直流电以注入高压直流电网;
所述的转子RMC换流器用于将高压直流电网上的直流电压转换为正负交变的方波电压,并对该方波电压进行降压,进而将降压后的方波电压转换为三相交流电以为DFIG转子提供励磁;
所述的控制器用于采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角以及转速,并根据这些信号构造出两组PWM信号分别对定子RMC换流器和转子RMC换流器进行协同控制。
2.根据权利要求1所述的DFIG直流并网发电***,其特征在于:所述的定子RMC换流器和转子RMC换流器均由RMC、单相高频变压器和单相全桥全控型变流器依次连接构成;所述的RMC为三相六桥臂结构,其每个桥臂由一双向功率开关构建;所述的双向功率开关由两个IGBT管T1~T2组成;其中,IGBT管T1的集电极为双向功率开关的一端,IGBT管T1的发射极与IGBT管T2的发射极相连,IGBT管T2的集电极为双向功率开关的另一端,两个IGBT管T1~T2的门极接收控制器提供的PWM信号。
3.一种如权利要求1或2所述的DFIG直流并网发电***的转矩控制方法,如下:
对于定子RMC换流器的控制,包括如下步骤:
A1.采集DFIG的三相定子电流、三相转子电流、转子位置角及转速;分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;
A2.根据步骤A1中得到的信号通过计算DFIG气隙电势的d轴分量Edm和q轴分量Eqm,进而计算出定子电压的d轴补偿量ΔUds和q轴补偿量ΔUqs以及定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs;
A3.根据步骤A2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs;
A4.根据定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;
对于转子RMC换流器的控制,包括如下步骤:
B1.分别对三相定子电流和三相转子电流进行dq变换,得到三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs以及三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr;
B2.根据步骤B1中得到的信号通过计算DFIG的等效励磁电流Im,进而计算出转子电压的d轴补偿量ΔUdr和q轴补偿量ΔUqr以及转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr;
B3.根据步骤B2中计算得到的信号,通过PI调节补偿计算出转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr;
B4.根据转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr通过P-N-SVM技术构造得到一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制。
4.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤A1中,采用DFIG气隙磁链矢量的空间角θe进行dq变换;所述的步骤B1中,采用转差角θv进行dq变换;
θe=∫ω1dt
θv=θe-θ
其中:ω1=ω/2,ω为DFIG的转速,θ为DFIG的转子位置角。
5.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤A2中,根据以下公式计算定子电压的d轴补偿量ΔUds和q轴补偿量ΔUqs:
Edm=-ω1Lm(Iqs+Iqr)
Eqm=ω1Lm(Ids+Idr)
ΔUds=Edm-ω1LσsIqs
ΔUqs=Eqm+ω1LσsIds
其中:ω1=ω/2,ω为DFIG的转速,Lσs为定子漏感且Lσs=Ls-Lm,Lm为DFIG的定转子互感,Ls为DFIG的定子电感;
根据以下公式计算定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs:
iqs=Te/ψr
其中:Ψr和Te分别为气隙磁链和电磁转矩的给定值,Lσr为转子漏感且Lσr=Lr-Lm,Lr为DFIG的转子电感。
6.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤A3中,通过PI调节补偿计算定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs的具体方法如下:
首先,使定子电流的d轴参考量ids和q轴参考量iqs分别减去三相定子电流的d轴分量Ids和q轴分量Iqs,得到定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs;
然后,根据以下公式对定子d轴电流误差ΔIds和定子q轴电流误差ΔIqs进行PI调节补偿,得到定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs;
其中:Kps和Kis分别为定子比例系数和定子积分系数,s为拉普拉斯算子。
7.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤A4中,通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下:
首先,根据定子d轴电压调制信号Vds和定子q轴电压调制信号Vqs确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区;
然后,计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量Vx和Vy以及零电压矢量V0对应的作用时间tx、ty和t0;
最后,在前半个调制周期,根据电压矢量Vx、Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;在后半个调制周期,根据电压矢量-Vx、-Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对定子RMC换流器中的RMC进行控制;其中,电压矢量Vx与-Vx极性相反作用时间相等,电压矢量Vy与-Vy极性相反作用时间相等。
8.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤B2中,根据以下公式计算转子电压的d轴补偿量ΔUdr和q轴补偿量ΔUqr:
Im=Ids+Idr
ΔUdr=-ωsLσrIqr
ΔUqr=ωsLσrIdr+ωsLmIm
其中:ωs为转差角速度且ωs=ω1-ω,ω1=ω/2,ω为DFIG的转速;Lσr为转子漏感且Lσr=Lr-Lm,Lm为DFIG的定转子互感,Lr为DFIG的转子电感;
根据以下公式计算转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr:
idr=(ψr/Lm)-ids
iqr=-iqs
其中:Ψr为气隙磁链的给定值。
9.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤B3中,通过PI调节补偿计算转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr的具体方法如下:
首先,使转子电流的d轴参考量idr和q轴参考量iqr分别减去三相转子电流的d轴分量Idr和q轴分量Iqr,得到转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr;
然后,根据以下公式对转子d轴电流误差ΔIdr和转子q轴电流误差ΔIqr进行PI调节补偿,得到转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr;
其中:Kpr和Kir分别为转子比例系数和转子积分系数,s为拉普拉斯算子。
10.根据权利要求3所述的转矩控制方法,其特征在于:所述的步骤B4中,通过P-N-SVM技术构造PWM信号的具体方法如下:
首先,根据转子d轴电压调制信号Vdr和转子q轴电压调制信号Vqr确定所需的参考输入电压矢量在静止α-β坐标系中所处的扇区;
然后,计算出该扇区左右两侧相邻基本电压矢量Vx和Vy以及零电压矢量V0对应的作用时间tx、ty和t0;
最后,在前半个调制周期,根据电压矢量Vx、Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制;在后半个调制周期,根据电压矢量-Vx、-Vy和V0的开关组合以及作用时间构造出一组PWM信号以对转子RMC换流器中的RMC进行控制;其中,电压矢量Vx与-Vx极性相反作用时间相等,电压矢量Vy与-Vy极性相反作用时间相等。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310326185.0A CN103414209B (zh) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310326185.0A CN103414209B (zh) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103414209A true CN103414209A (zh) | 2013-11-27 |
CN103414209B CN103414209B (zh) | 2015-05-20 |
Family
ID=49607201
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201310326185.0A Active CN103414209B (zh) | 2013-07-30 | 2013-07-30 | 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN103414209B (zh) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105024607A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种不平衡电网电压下基于矩阵变换器励磁的dfig控制方法 |
CN105024608A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种不平衡电网下基于矩阵变换器的pmsg比例积分谐振控制方法 |
CN106681171A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-17 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种基于双馈异步发电机的风电机组仿真*** |
CN107181316A (zh) * | 2016-03-10 | 2017-09-19 | 通用电气公司 | 基于双馈电感应发电机的不间断供电***和控制方法 |
CN108123486A (zh) * | 2016-11-30 | 2018-06-05 | 北京金风科创风电设备有限公司 | 风电变流器低电压穿越的控制方法及装置 |
CN108808733A (zh) * | 2018-06-29 | 2018-11-13 | 华北水利水电大学 | 一种消除鼠笼型风力发电机电磁转矩过冲现象的控制方法 |
EP4024695A1 (en) * | 2020-12-31 | 2022-07-06 | General Electric Company | Method for operating doubly-fed wind turbine generator as a virtual synchronous machine to provide grid-forming control thereof |
WO2023087311A1 (zh) * | 2021-11-19 | 2023-05-25 | 中国电力科学研究院有限公司 | 新能源支撑机用储能装置容量确定方法及新能源支撑机 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101950975A (zh) * | 2010-08-26 | 2011-01-19 | 哈尔滨九洲电气股份有限公司 | 双馈风电变流器控制方法 |
CN103078341A (zh) * | 2013-01-31 | 2013-05-01 | 浙江大学 | 一种基于dfig的直流并网发电***及其控制方法 |
-
2013
- 2013-07-30 CN CN201310326185.0A patent/CN103414209B/zh active Active
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101950975A (zh) * | 2010-08-26 | 2011-01-19 | 哈尔滨九洲电气股份有限公司 | 双馈风电变流器控制方法 |
CN103078341A (zh) * | 2013-01-31 | 2013-05-01 | 浙江大学 | 一种基于dfig的直流并网发电***及其控制方法 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
邓文浪等: "基于精简矩阵变换器的海上风电高压直流输电控制策略", 《电力***自动化》 * |
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105024608A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种不平衡电网下基于矩阵变换器的pmsg比例积分谐振控制方法 |
CN105024607B (zh) * | 2015-07-14 | 2017-05-17 | 浙江大学 | 一种不平衡电网电压下基于矩阵变换器励磁的dfig控制方法 |
CN105024607A (zh) * | 2015-07-14 | 2015-11-04 | 浙江大学 | 一种不平衡电网电压下基于矩阵变换器励磁的dfig控制方法 |
CN105024608B (zh) * | 2015-07-14 | 2017-06-20 | 浙江大学 | 一种不平衡电网下基于矩阵变换器的pmsg比例积分谐振控制方法 |
CN107181316A (zh) * | 2016-03-10 | 2017-09-19 | 通用电气公司 | 基于双馈电感应发电机的不间断供电***和控制方法 |
CN108123486B (zh) * | 2016-11-30 | 2020-03-24 | 北京金风科创风电设备有限公司 | 风电变流器低电压穿越的控制方法及装置 |
CN108123486A (zh) * | 2016-11-30 | 2018-06-05 | 北京金风科创风电设备有限公司 | 风电变流器低电压穿越的控制方法及装置 |
CN106681171B (zh) * | 2016-12-14 | 2019-06-28 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种基于双馈异步发电机的风电机组仿真*** |
CN106681171A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-17 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种基于双馈异步发电机的风电机组仿真*** |
CN108808733A (zh) * | 2018-06-29 | 2018-11-13 | 华北水利水电大学 | 一种消除鼠笼型风力发电机电磁转矩过冲现象的控制方法 |
CN108808733B (zh) * | 2018-06-29 | 2021-07-30 | 华北水利水电大学 | 一种消除鼠笼型风力发电机电磁转矩过冲现象的控制方法 |
EP4024695A1 (en) * | 2020-12-31 | 2022-07-06 | General Electric Company | Method for operating doubly-fed wind turbine generator as a virtual synchronous machine to provide grid-forming control thereof |
US11486355B2 (en) | 2020-12-31 | 2022-11-01 | General Electric Company | Method for operating doubly-fed wind turbine generator as a virtual synchronous machine to provide grid-forming control thereof |
WO2023087311A1 (zh) * | 2021-11-19 | 2023-05-25 | 中国电力科学研究院有限公司 | 新能源支撑机用储能装置容量确定方法及新能源支撑机 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN103414209B (zh) | 2015-05-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103414209B (zh) | 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其转矩控制方法 | |
CN103078341B (zh) | 一种基于dfig的直流并网发电***及其控制方法 | |
CN103280838B (zh) | 一种基于开绕组结构的风力发电高压直流并网***及其控制方法 | |
Liu et al. | Control design of the brushless doubly-fed machines for stand-alone VSCF ship shaft generator systems | |
CN102684589B (zh) | 变速恒频双转子永磁风力发电***的控制***及方法 | |
Han et al. | A novel control strategy of wind turbine MPPT implementation for direct-drive PMSG wind generation imitation platform | |
CN202617060U (zh) | 变速恒频双转子永磁风力发电***的控制*** | |
CN101917013A (zh) | 带储能的双馈风力发电*** | |
CN104795835A (zh) | 一种双馈风电变流器开关频率的控制方法及*** | |
Jena et al. | A decoupled control strategy for a grid connected direct-drive PMSG based variable speed wind turbine system | |
CN104319817B (zh) | 一种针对风电场及电铁交互影响的分析方法 | |
CN109494799B (zh) | 基于开绕组结构的永磁同步发电机直接并网***及其控制方法 | |
CN103401231B (zh) | 一种基于rmc的dfig直流并网发电***及其磁链定向控制方法 | |
Krajangpan et al. | Control strategies for maximum active power and minimum copper loss of doubly fed induction generator in wind turbine system | |
Jacomini et al. | Direct power control strategy to enhance the dynamic behavior of DFIG during voltage sag | |
CN103078346B (zh) | 一种基于开绕组降容结构的风力发电***及其控制方法 | |
Bounadja et al. | Direct-power control of a grid-connected five-phase permanent-magnet synchronous generator based on a five-to three-phase matrix converter | |
Elbashir et al. | Modeling and analysis of DFIG in wind energy conversion system | |
Bayhan et al. | Active and reactive power control of grid connected permanent magnet synchronous generator in wind power conversion system | |
CN206727662U (zh) | 一种基于单象限变换器弱磁控制的风电*** | |
CN111614112A (zh) | 一种矩阵变换器的虚拟同步发电机控制方法及*** | |
Farid et al. | Control of the doubly Fed Induction Generator in WECS | |
Gao et al. | Simulation of imitation of the characteristics of wind turbine based on DC motor with Matlab | |
Merahi et al. | Optimal Torque Control for Power Optimization in PMSG Based Wind Energy Conversion System for an Autonomus Mode Operation | |
CN202085125U (zh) | 双馈发电机转子初始位置零位偏差的辨识方法的控制装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant |