CN103380565B

CN103380565B - 充电泵电路

Info

Publication number: CN103380565B
Application number: CN201180068323.9A
Authority: CN
Inventors: J·P·莱索; P·J·弗瑞斯; J·L·彭诺科
Original assignee: Wolfson Microelectronics PLC
Current assignee: Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Priority date: 2010-12-23
Filing date: 2011-12-23
Publication date: 2016-04-20
Anticipated expiration: 2031-12-23
Also published as: US11811312B2; US20220321003A1; US9685856B2; US11043894B2; GB2486701A; US20180323705A1; US10014769B2; US20170250600A1; CN103380565A; US8890604B2; WO2012085598A3; GB201021810D0; US10819229B2; US20210313878A1; US20150070082A1; KR101450501B1; GB2486701B; US9391508B2; US10333395B2; US20200373833A1

Abstract

提供了一种双极性输出充电泵电路100，具有：一个切换路径的网络110，用于选择地连接一个输入节点（VV）和一个参考节点（VG），用于连接至一个输入电压；第一对输出节点（VP，VN）和第二对输出节点（VQ，VM）；以及，两对飞跨电容器节点（CF1A，CF1B；CF2A，CF2B）；以及一个控制器，用于控制所述切换路径的网络的切换。所述控制器可操作以当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器（CF1，CF2）一同使用时，控制所述切换路径的网络，从而在所述第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性输出电压，以及在所述第二对双极性输出节点（VQ，VM）提供第二双极性输出电压。

Description

充电泵电路

本发明的几个方面涉及一种双极性输出电压充电泵电路，更具体地，本发明的几个方面涉及一种提供两个双极性输出电压——即两对相反极性的输出电压——的双极性输出电压充电泵电路。

双极性输出电压充电泵电路，即双轨输出电压充电泵电路是DC-DC类型的转换器，其将传递电容器（transfercapacitor）和存储电容器（storagecapacitor）用作分别传递和存储能量的设备，使得所述转换器能够从单极性输入电压源，即单轨输入电压源提供双极性输出电压，所述双极性输出电压的值可以不同于单极性输入电压的值。

在使用时，单个双极性输出电压充电泵电路可包括两个通常称为“储存电容器（reservoircapacitor）”的输出存储电容器以及一个或多个通常称为“飞跨电容器（flyingcapacitor）”的能量传递电容器。两个“储存电容器”的端子或连接器永久连接至对应的输出电压端子或节点。相反，两个“飞跨电容器”的端子或连接器能够以受控的次序（inacontrolledsequence）被切换至输入或输出电压端子或节点，或者被切换至其他飞跨电容器端子或节点。

例如，一种已知的单个双极性输出电压充电泵电路，如本发明申请人的共同未决英国专利申请GB2444985中所公开的，可以提供各自等于充电泵电路的单极性输入电压的幅值（magnitude）的一半的正和负双极性输出电压（+/-VV/2）。

此外，通过合适的控制，该共同未决英国专利申请还可提供各自等于充电泵电路的单极性输入电压的幅值的正和负双极性输出电压（+/-VV）。

这种已知的双极性输出电压充电泵电路使用一种开关布置——即一种开关网络——来控制两个储存电容器的端子（即，两个输出电压端子）和飞跨电容器的端子的连接。飞跨电容器端子可通过这些开关而被连接至：输入电压端子（即，单极性输入电压）、输出电压端子（即，双极性输出电压）、参考端子（即，地电位）以及连接至彼此，从而获得双极性输出电压+/-VV/2或+/-VV。

图1示意性示出了一种已知的利用充电泵12的音频输出链10。该音频输出链10接收输入音频信号数据14，之后处理和放大该音频信号，输出音频信号15。音频信号15可能经由连接器（未示出）——例如单声道插头或立体声插头，被输出至一个负载（未示出）——例如头戴式受话器、扬声器或线路负载。

输入音频信号数据14首先在数字处理块16中被处理，所述数字处理块16是由DVDD和DVSS（也就是，1.2V）和地（即，0V）供电，给出了输出逻辑电平等于DVDD和DVSS的输出二进制数字信号。然后，这些输出逻辑电平被数字电平位移器18电平位移至驱动数模转换器（DAC）20所要求的逻辑电平VV和VG，逻辑电平VV和VG由供应VV和VG（也就是，1.8V）和地供应。之后，该电平被位移的音频数据通过DAC20转换为模拟信号数据。来自DAC20的输出被输入至第一放大器级22，然后至第二放大器级24上，所述第二放大器级24可以是一个头戴式受话器放大器。

在图1中，第一放大器级22由输入供应电压VV和参考电压VG（也就是，地）供电。为了最大化每一极性中的信号摆动，所述放大器将被配置为使得其输出将优选地在VV和VG之间偏置约一半，例如为VV/2。然而，如果第二放大器级24还由输入电压VV和参考电压VG供电，则放大器输出电压将再次优选地以约VV/2为中心。为了避免直流电流经过负载（即，另一端子接地的扬声器），将要求耦合电容器被串联在放大器输出和负载之间。本领域公知的是，所述串联连接的耦合电容器需要是一个大的值，以允许充分的低音响应，因此往往就物理意义讲是大的且价格昂贵。而且，在上电和掉电时，将该电容器充电至最高达其VV/2的静态电压容易导致音频输出信号15中的可听见的爆裂声（pop）、咔哒声（click）或其他音频赝象（artefact）。已知有一些技术来减少这些赝象，但是实际上并不能完全去除它们，使用者对于减少音频赝象的需求变得越来越迫切。

为了消除上述问题，图1的电路使用模拟电平位移块26，以对来自第一放大器级22的输出进行电平位移，从而去除DC静态电压，以及离开第二放大器级22的信号被平衡在零伏（即，地）附近。然后，充电泵电路12（或者一些其他双极性供应装置）必须从单极性供应VV向第二放大器级提供双极性供应电压（VP，VN），以允许第二放大器级在以地为中心的任何极性处驱动音频输出信号15。

如从图1可以看到的，充电泵电路12接收输入电压VV和参考电压VG（也就是，地），并且通过时钟信号CK被定时。充电泵电路12还具有飞跨电容器28。充电泵12的输出电压VP、VN可以是+/-αVV，其中α可以是1或0.5。这样，由于来自第二放大器级24的音频输出信号15可被平衡在参考电压（在该情形中，地电位）附近，因而就不存在与必须具有大的耦合电容器相关联的问题。

然而，在图1中，有必要在放大器22的输出信号（以VV/2为中心）上执行模拟电平位移，以将其静态电平降低至地。所示出的模拟电平位移器26连接在放大器22的输出和输出驱动器级24的输入之间：在一些实施方式中，它可在驱动器放大器级24内包括耦合至放大器级24的输出的电阻器网络。这种模拟电平位移是不期望的，因为从VV/2至地的任何位移可能引起某一电阻器两端的电压降，从而将浪费电力。该电平位移电路自身可在上电时引入音频赝象。

此外，充电泵电路（例如，图1中所示的充电泵电路12）广泛用在便携式电子设备中，其中减小电力消耗从而延长电池放电时间变得越来越重要。对于例如驱动16Ω的头戴式受话器的音频链，安静环境中的典型听力水平要求仅100μW（对于16Ω的头戴式受话器，40mVrms或者2.5mArms）。但是，如果该电流由+/-1.5V供应来供应（要求驱动50mW的峰值，以在较嘈杂环境中可听见），则源自1.5V供应的2.5mArms消耗3.3mW，即效率为100μW/3.3mV=3%。即使使用上文描述的前述已知的充电泵可将供应电压（VP，VN）减半，效率仍然很低，且减小电力供应还使得实际上难以为放大器24的输入级获得足够的电压动态余量（voltageheadroom）。

此外，尤其在低信号电平时，切换充电泵的切换设备所要求的电力可能大到足以削弱效率。

另外，为了驱动诸如压电换能器、触觉换能器的换能器或例如背光源，可能要求大于VV的双极性输出电压。在一些用途实例中，可能要求同一输出链来驱动所述负载，随后要求具有大于VV的双极性输出级供应电压的操作模式。

在可提供不同的供应电压的各个应用中，期望的是能够操作一个特定的充电泵电路，尤其是一个集成电路装置。为了在不同的输入供应电压时维持相似的性能，期望的是可提供一个步降和步进比例范围。

生成具有一个输出电压范围的充电泵可具有多个飞跨电容器。这些飞跨电容器通常太大而不能容纳在芯片上，所以在封装上要求专用引脚以及在PCB上要求占用区域。期望的是最小化飞跨电容器的数目，以降低成本、封装尺寸和板面积。

因而，期望的是提供一个音频输出链和一个合适的充电泵，其可供应宽范围的输出级双极性供应电压，以减小或最小化宽范围的输出信号电平和输入供应上的电力消耗，同时在所述链的剩余部分中允许充分的信号摆动，而在信号路径中不要求任何的模拟电平位移，同时提供低成本和小的物理尺寸。

根据本发明的一个方面，提供了一种充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一对输出节点和第二对输出节点；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时，控制所述切换路径的网络，以在所述第一对输出节点提供第一双极性输出电压，以及在第二对双极性输出节点提供第二双极性输出电压。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压可操作为一个选择地可变的双极性输出电压，以及所述第二双极性输出电压可操作为一个固定的双极性输出电压。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压可操作为一个选择地可变的第一双极性输出电压，以及所述第二双极性输出电压可操作为一个选择地可变的第二双极性输出电压。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/6，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-(3/2)*VV，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器两端的电压是VV/4，以及所述第二飞跨电容器两端的电压是VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-3VV。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器（CF2）两端的电压是VV/3，以及所述第二飞跨电容器（CF1）两端的电压是VV/3。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/3。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/6，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器两端的电压是VV/5，以及所述第二飞跨电容器两端的电压是(3/5)*VV。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/5。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得第一双极性输出电压是+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6中的一个，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV。

当所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压可操作为一个选择地可变的双极性输出电压，以及所述第二双极性输出电压可操作为一个固定的双极性电压时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而将+/-VV/2提供作为所述固定的双极性输出电压，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供两种或更多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6中的一个双极性输出电压。所述控制器还可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而将+/-VV提供作为所述固定的双极性输出电压，以及所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供两种或更多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个双极性输出电压。

当所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压和所述第二双极性输出电压都是选择地可变时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而将所述可变的第二双极性输出电压选择地提供为+/-VV或+/-VV/2。当所述可变的第二双极性输出电压是+/-VV时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供一种或多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压。当所述可变的第二双极性输出电压是+/-VV/2时，所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供一种或多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的双极性输出电压。

在使用时，第一飞跨电容器可连接至第一飞跨电容器节点和第二飞跨电容器节点，以及第二飞跨电容器可连接至第三飞跨电容器节点和第四飞跨电容器节点，第一储存电容器可连接在第一输出节点和所述参考节点之间，第二储存电容器可连接在所述参考节点和第二输出节点之间，第三储存电容器可连接在第三输出节点和所述参考节点之间，以及第四储存电容器可连接在所述参考节点和第四输出节点之间。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得：在第一切换状态中，所述第一飞跨电容器、所述第二飞跨电容器和所述第一储存电容器串联连接在所述输入节点和所述参考节点之间，串联连接的所述第一飞跨电容器和所述第一储存电容器还与所述第三储存电容器并联连接在所述第三输出节点和所述参考节点之间，以及所述第二飞跨电容器和所述第三储存电容器串联连接在所述输入节点和所述参考节点之间。所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得：在第二切换状态中，所述第一飞跨电容器和所述第二储存电容器串联连接，以及所述第二飞跨电容器与串联连接的所述第一飞跨电容器和所述第二储存电容器并联连接。所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出是+/-VV/6，以及所述第二双极性输出是+/-VV/2。

所述充电泵的至少一个输出电压（VP，VN，VQ，VM）或者任何两个输出电压之间的电压差可与一个阈值电平进行比较。所述阈值独立于所述输入供应电压VV。

所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器被再充电，当所述第二输出的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器被再充电，当所述第三输出的幅值小于第三阈值时，所述第三储存电容器被再充电，以及当所述第四输出的幅值小于第四阈值时，所述第四储存电容器被再充电。

根据本发明的另一方面，提供了一种音频输出链，该音频输出链被布置以接收一个输入音频信号以及处理所述音频信号，从而驱动一个负载，所述负载包括下列中的至少一个：头戴式受话器、扬声器、线路负载、触觉换能器、压电换能器或超声换能器，其中所述音频输出链包括根据任一项前述权利要求所述的充电泵电路。

所述控制器可以可操作以依赖于所述充电泵的输出中的至少一个或者所述充电泵的双极性输出的电压差与一个阈值电平的比较，来控制所述开关的网络的切换次序。所述阈值电平可独立于所述输入电压。

所述音频输出链还可包括一个充电泵控制器，其中所述充电泵控制器可操作以接收一个控制信号，所述阈值电平依赖于所述控制信号。所述控制信号可以是一个增益信号或音量信号。

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器被再充电，以及当所述第二输出的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器被再充电。

所述控制器可以附加地可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第三输出的幅值小于第三阈值时，所述第三储存电容器被再充电，以及，当所述第四输出的幅值小于第四阈值时，所述第四储存电容器被再充电。

所述充电泵控制器可以可操作以接收一个输入音频信号，所述阈值电平依赖于所述输入音频信号。

还提供了一种集成电路，包括上述的充电泵电路。

还提供了一种音频设备，包括上述的充电泵电路。所述设备可以是下列中的至少一种：蓄电池供电设备、便携式设备、个人音频设备、个人视频设备；移动电话、个人数字助理、游戏设备、便携式计算设备、膝上型电脑，以及卫星导航***。

根据本发明的另一方面，提供了一种控制充电泵电路以生成双极性输出电压的方法，所述充电泵电路包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一对输出节点和第二对输出节点；两对飞跨电容器节点；以及，一个切换路径的网络，用于互连所述节点；所述方法包括下列步骤：当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时，控制所述切换路径的网络，以在所述第一对输出节点提供第一双极性输出电压，以及在所述第二对双极性输出节点提供第二双极性输出电压。

现在将参考附图来描述本发明的实施方案，在附图中：

图1示意性示出了现有技术的音频输出链；

图2示意性示出了根据本发明的一个实施方案的充电泵电路；

图3示意性示出了在音频输出链中使用的图2的充电泵电路；

图4a示出了根据本发明的一个实施方案的开关矩阵的电路图；

图4b示出了图4a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图5a是一个表，指示在第一操作模式中，图4a中的哪些切换路径被闭合；

图5b示出了第一操作模式的切换阶段；

图5c示出了第一操作模式的各阶段的次序；

图6a是一个表，指示在第二操作模式中，图4a中的哪些切换路径被闭合；

图6b示出了第二操作模式的切换阶段；

图6c示出了第二操作模式的各阶段的次序；

图7a是一个表，指示在第三操作模式中，图4a中的哪些切换路径被闭合；

图7b示出了第三操作模式的切换阶段；

图8a是一个表，指示在第四操作模式中，图4a中的哪些切换路径被闭合；

图8b示出了第四操作模式的切换阶段；

图8c示出了第四操作模式的各阶段的次序；

图9a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图9b示出了图9a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图10a是一个表，指示在第五操作模式中，图9a中的哪些切换路径被闭合；

图10b示出了第五操作模式的切换阶段；

图11a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图11b示出了图11a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图12a是一个表，指示在第六操作模式中，图11a中的哪些切换路径被闭合；

图12b示出了第六操作模式的切换阶段；

图13a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图13b示出了图13a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图14a是一个表，指示在第七操作模式中，图13a中的哪些切换路径被闭合；

图14b示出了第七操作模式的切换阶段；

图14c示出了第七操作模式的各阶段的次序；

图15a是一个表，指示在第八操作模式中，图13a中的哪些切换路径被闭合；

图15b示出了第八操作模式的切换阶段；

图16a是一个表，指示在第九操作模式中，图13a中的哪些切换路径被闭合；

图16b示出了第九操作模式的切换阶段；

图17a是一个表，指示在第十操作模式中，图13a中的哪些切换路径被闭合；

图17b示出了第十操作模式的切换阶段；

图18a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图18b示出了图18a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图19a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图19b示出了图19a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图20a是一个表，指示在第十一操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图20b示出了第十一操作模式的切换阶段；

图21a是一个表，指示在第十二操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图21b示出了第十二操作模式的切换阶段；

图22a是一个表，指示在第十三操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图22b示出了第十三操作模式的切换阶段；

图23a是一个表，指示在第十四操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图23b示出了第十四操作模式的切换阶段；

图24a是一个表，指示在第十五操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图24b示出了第十五操作模式的切换阶段；

图25a是一个表，指示在第十六操作模式中，图19a中的哪些切换路径被闭合；

图25b示出了第十六操作模式的切换阶段；

图26a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图26b示出了图26a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图27a是一个表，指示在第十七操作模式中，图26a中的哪些切换路径被闭合；

图27b示出了第十七操作模式的切换阶段；

图28a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图28b示出了图28a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图29a是一个表，指示在第十八操作模式中，图26a中的哪些切换路径被闭合；

图29b示出了第十八操作模式的切换阶段；

图30示出了具有替代的输入供给电压的、图28a的开关矩阵的电路图；

图31a示出了根据本发明的另一实施方案的、具有附加的被提供以降低应力（stress）的开关的开关矩阵的电路图；

图31b示出了图31a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图32a示意性示出了包括根据本发明的实施方案的充电泵电路的输出链；

图32b示意性示出了能够实现充电泵控制的反馈电路；

图32c示出了一个输入信号波形和相应的包络，以及充电泵输出电压波形；

图33示出了NMOS开关的剖视图；

图34示出了配置有对应的主体连接（bodyconnection）的VM和VN开关；

图35示出了一个NMOS输出级；以及

图36示出了一个CMOS输出级。

图2示意性示出了一个充电泵电路100，该充电泵电路100包括：多个节点和一个切换路径的网络，即一个开关矩阵或开关的网络或切换网络，110，用于选择地连接所述多个节点；以及，一个控制器120，用于控制所述切换路径的网络。所述充电泵电路100包括：一个输入节点（VV），用于接收输入电压；一个参考节点（VG），用于接收参考电压；第一飞跨电容器节点（CF2A）和第二飞跨电容器节点（CF2B），用于与第一飞跨电容器（CF2）连接；第三飞跨电容器节点（CF1A）和第四飞跨电容器节点（CF1B），用于与第二飞跨电容器（CF1）连接；第一对输出节点，包括第一输出节点（VP）和第二输出节点（VN）；以及，第二对输出节点，包括第三输出节点（VQ）和第四输出节点（VM）。

如图2以及所有图所示，通过带有黑叉号的白框示出输入节点VV。同样地，通过带有白叉号的黑框示出参考节点VG。应理解，输入节点VV、参考节点VG、第一和第二输出节点VP、VN，以及第一至第四飞跨电容器节点CF1A、CF1B、CF2A、CF2B，是充电泵电路上的节点，用于连接至充电泵外部的部件/输入。

图2示出了使用中的充电泵电路100，即其中第一飞跨电容器（CF2）连接至第一和第二飞跨电容器节点（CF2A，CF2B），以及第二飞跨电容器（CF1）连接至第三和第四飞跨电容器节点（CF1A，CF1B）。第一储存电容器（CRP）被连接至第一输出节点（VP），第二储存电容器（CRN）被连接至第二输出节点（VN），第三储存电容器（CRQ）被连接至第三输出节点（VQ），以及第四储存电容器（CRM）被连接至第四输出节点（VM）。所述储存电容器被布置为使得，在使用时，第一和第三储存电容器（CRP，CRQ）的负极端子以及第二和第四储存电容器（CRN，CRM）的正极端子被连接至参考电压。

尽管这些电容器上的正极端子和负极端子——即在正常操作时相对于彼此为正极和负极的端子——被如此标识，但是根据正常设计选择，这些电容器可以是极化（例如，电解质）电容器或者非极化（例如，陶瓷）电容器。

在图2示出的实施例中，参考电压VG是地，但本领域普通技术人员应理解，参考电压可以是不同于地的电压。

控制器120可控制切换路径的网络110，使得充电泵电路100可操作以在第一对输出节点提供第一双极性输出电压且在第二对输出节点提供第二双极性电压。

术语“双极性电压”应当被理解为意指，相对于某一参考电压（通常为地电压）具有相反极性的两个电压。双极性电压可以以地为中心是对称的，即是一对相等且相反的电压，或者可以是非对称的，即一对不相等但是相反极性的电压。但是，将会理解，如果使用非地的参考电压，则对称的双极性输出电压可以参考电压为中心。

换句话说，充电泵电路可操作以在第一输出节点（VP）提供正的第一输出电压，在第二输出节点（VN）提供负的第一输出电压，在第三输出节点（VQ）提供正的第二输出电压，以及在第四输出节点（VM）提供负的第二输出电压。第一双极性输出电压和第二双极性输出电压可以是相同的。

在本文描述的充电泵电路100的实施方案中，通过控制器120控制切换路径的网络110，充电泵电路100可操作以在第一和第二输出节点（VP,VN）提供第一双极性输出电压，所述第一双极性输出电压为+/-3VV、+/-2VV、+/-3/2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个，其中VV是输入电压。

通过控制器120控制切换路径的网络110，充电泵电路100可操作以在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供第二双极性输出电压，所述第二双极性输出电压为+/-VV或+/-VV/2中的一个，其中VV是输入电压。

此外，控制器120可选择地控制切换网络110，以在第一和第二输出节点（VP,VN）提供可变的或者可选择的第一双极性输出电压，而在第三和第四输出节点（VQ，VN）维持一个固定的第二双极性输出电压。切换网络110可被控制，使得所述可变的第一双极性输出可以被选择为+/-3VV、+/-2VV、+/-3/2VV/2、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个或多个。切换网络110可被控制，使得所述固定的第二双极性输出可以被固定为+/-VV或者被固定为+/-VV/2。

另外，控制器120可选择地控制切换网络110，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供可变的或者可选择的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VN）提供可变的或者可选择的第二双极性输出电压。切换网络110可被控制，使得所述可变的第一双极性输出可以被选择为+/-3VV、+/-2VV、+/-3/2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个或多个。切换网络110可被控制，使得在使用时，所述第二双极性输出可以被选择为+/-VV或+/-VV/2。

可以借助于如图3中所示的控制信号CP_Control来直接或间接地选择上述电压。控制信号CP_Control可在外部生成，或者可在包含充电泵100的音频输出链内生成。充电泵100还可接收一个外部供应的时钟CK，或者可内部生成一个时钟。

应理解，上述电压都是标称电压。每一标称电压与所述开关矩阵的一个特定控制相关联，使得在理想情况中，将实现该标称输出电压。然而，实际上，实际的输出电压可被例如开关电阻和负载电流的效应所减小。在一些实施方案中，充电泵100可被调节，以供应略微减小的电压，可能地与独立于VV的参考电压（例如，带隙（bandgap）电压）有关，该参考电压还可随时间改变，例如该参考电压根据某一音频信号的包络而改变，即使没有通过调节的所述减小，充电泵100将也能够生成上述标称电压，即仍将操作在相应于标称电压之一的一个模式下。在一些实施方案中，对充电泵的调节可产生一个输出电压非对称，尽管在其他情况下充电泵输出是一个对称的双极性输出电压。

图3示出了包括图2的充电泵电路100的音频输出链。与图1和图2共同的元件被给予相同的附图标记。

如在图3中可以看到的，充电泵100可操作以在输出VP、VN处输出第一双极性输出电压，用于为放大器24供电，并且在输出VQ、VM处输出第二双极性输出电压，用于为放大器22和DAC20供电。因此，通过使用充电泵电路100，去除了对图1中所示的***的电平位移26的需要，这是因为第一放大器级22和第二放大器级24可通过来自单个充电泵100的具有不同（或者相同）幅值输出的单独的双极性电压来供电，从而来自DAC20和放大器级22和24的输出都可以以地为中心，即以参考电压为中心。

提供两个双极性输出电压允许，一个双极性输出电压被调整，以避免输出级中的过度电力消耗或耗散，而另一个双极性输出电压可被设计为向上行信号和放大器电路***提供充足的动态余量。

图4a示出了开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。如同图2，图4a示出了开关矩阵具有用于接收输入电压的输入节点VV、地参考节点VG、第一输出节点VP、第二输出节点VN、第三输出节点VQ和第四输出节点VM。如同图2，图4a示出了使用中的开关矩阵，其中两个飞跨电容器CF1和CF2连接至第一、第二、第三和第四飞跨电容器节点CF2A、CF2B、CF1A、CF1B。飞跨电容器和储存电容器自身并非是所限定的开关矩阵的一部分，且通常并非集成在同一集成电路上，而是在使用时被连接至所述开关矩阵。然而，设想在一个具体的实施方式中，尤其是对于具有非常快速切换频率的非常小的负载，所述电容器可集成在与开关矩阵以及甚至与充电泵电路的其他元件相同的集成电路中。

为清楚起见，从图4a中省去了第一、第二、第三和第四储存电容器CRP、CRN、CRQ、CRM，但本领域技术人员将理解，在使用时：第一储存电容器CRP将被连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间；第二储存电容器CRN将被连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间；第三储存电容器CRQ将被连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间；以及，第四储存电容器CRM将被连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。

在图4a中，明确示出了切换路径的网络的一个实施方案。图4a中的切换路径的网络包括用于将不同节点连接在一起的十三个切换路径。尽管图4a中的每一切换路径被示为包括单个元件，但是如本领域普通技术人员将理解的，每一切换路径可包括若干个分立开关，例如，多个单一MOS开关或多个MOS传输门，或者可以是如下面所描述的T开关等，例如包括所述分立开关。图4a中所提供的切换路径为：

●第一切换路径S2AVP，用于将第一飞跨电容器节点（CF2A）连接至第一输出节点VP；

●第二切换路径S2AVV，用于将第一飞跨电容器节点CF2A连接至输入节点VV；

●第三切换路径S2AVG，用于将第一飞跨电容器节点CF2A连接至参考节点VG；

●第四切换路径S2BVN，用于将第二飞跨电容器节点CF2B连接至第二输出节点VN；

●第五切换路径S2BVP，用于将第二飞跨电容器节点CF2B连接至第一输出节点VP；

●第六切换路径S2BVG，用于将第二飞跨电容器节点CF2B连接至参考节点VG；

●第七切换路径S1AVQ，用于将第三飞跨电容器节点CF1A连接至第三输出节点VQ；

●第八切换路径S1AVV，用于将第三飞跨电容器节点CF1A连接至输入节点VV；

●第九切换路径S1AVG，用于将第三飞跨电容器节点CF1A连接至参考节点VG；

●第十切换路径S1BVM，用于将第四飞跨电容器节点CF1B连接至第四输出节点VM；

●第十一切换路径S1BVQ，用于将第四飞跨电容器节点CF1B连接至第三输出节点VQ；

●第十二切换路径S1BVG，用于将第四飞跨电容器节点CF1B连接至参考节点VG；以及

●第十三切换路径S1B2A，用于将第一飞跨电容器节点CF2A连接至第四飞跨电容器节点CF1B。

尽管图4a示出为具有上文所列举的十三个切换路径，但是如果在提供所期望的功能时不需要，即，如果在具体的实施方式所预期的任何操作模式中不需要，则可从该电路去除所述切换路径中的一个或多个。

图4b示出了图4a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图4b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

下面解释充电泵电路***100在各种操作模式中的各个实施方案的操作。一种操作模式指示一类实施方案，该类实施方案使用一组特定的切换路径来生成某一对双极性电压。

每一操作模式涉及在各个操作阶段（称为Ph1、Ph2等）中的次序，其中每一阶段采用可用切换路径中的一些或者全部。

在每一阶段中所采用的该组切换路径被描述为一种切换状态，指示为例如P1、P2a或P37c，或者可能地被描述为切换状态的组合，指示为例如P1+P2a、P3x+P37c。在一种模式中所采用的阶段可以多种可能的重复次序中选定的一种来排序，或者可根据一些因素，例如变化的负载电流需求，该次序可从一种循环修改为另一种循环。

在下面对操作模式的描述中，在图例如图5b中示意性示出了每一模式中所涉及的切换状态。表例如图5a还被提供以示出，对于一种模式中的每一切换状态，哪些切换路径被使用（以“1”标记）以及哪些切换路径未被使用（以“0”标记）。然后，表例如图5c示出了多个阶段的可能次序，即各种顺序的切换状态的组合。在图例如图4a中示出了切换路径的各种网络，适于操作在各组模式中。如果在使用时不需要某些可能的模式，则可能存在从未被采用的切换路径：这些可能仅仅总是被断开，或者从物理装置中省去，从而留下具有很少切换路径的一组切换路径，节省了空间和成本。

在每一模式中，用代数方法导出输出电压。命名V(CF1)用于CF1的正极板和负极板之间的电压，对于V(CF2)是类似的。为简单起见，输入和输出供应节点电压仅通过与对应的节点VP、VQ等相同的名称来指示，但是可被认为是V（CRP）、V（CRQ）等。

在第一操作模式中，图4a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/4的第一双极性输出电压，在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图5b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图4a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一切换状态中，在图5b中标注为P1，第一飞跨电容器CF2、第二飞跨电容器CF1和第一储存电容器CRP被串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，串联连接的第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP还与第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ被串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1B2A切换路径、S2BVP切换路径和S1BVQ切换路径实现的。

在第二状态P2n中，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S2AVG切换路径和S2BVN切换路径实现的。

在第三状态P2q中，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S1BVG切换路径和S1AVQ切换路径实现的。

在第四状态P2p中，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVP切换路径和S2BVG切换路径实现的。

在第五状态P2m中，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。这是通过闭合S1AVG切换路径和S1BVM切换路径实现的。

根据图5b的检验，通过假设在每一电容器上存在可忽略的压降（droop），可如下得出稳态输出电压，从而每个电容器两端的电压在各个阶段保持恒定。

在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。根据状态P2q，V(CF1)=VQ。因此，V(CF1)=VV/2=VQ。

类似地，根据状态P1，VP+V(CF2)+V(CF1)=VV。但是V(CF1)=VV/2，并且根据状态P2p，V(CF2)=VP，所以VP+VP+VV/2=VV，因此VP=VV/4=V(CF2)。

在状态P2n和P2m中，CRN和CRM分别被充电至-V(CF2)和-V(CF1)，即分别为-VV/4和-VV/2。

图5a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以各种方式来排序，图5c是一个表，示出了这些阶段的可能的次序a、b、c……。

例如，每一状态可被按次序排序，在每个次序a或b的每一切换阶段中具有一个状态，或者甚至这些状态的任何其他顺序，可能地在每个循环的多于一个阶段中包括P1，从而允许来自输入供应VV的更频繁的再充电。然而，优选地，在单个切换阶段，状态可组合排序。例如，状态P2p和P2n中的任一个可与状态P2q和P2m中的任一个组合排序，例如每个次序d或e，再次可能地具有更频繁出现的P1，例如次序f。

此外，根据负载需求和随时间流逝随之发生的存储在储存电容器上的电压的压降，在特定的循环中一些状态可被省去或替换。例如，P1可在每个二阶段循环的一个阶段中被排序，以及，分别基于每一对输出电压（VP，VN）和（VQ，VM）中的哪个成员的压降最多的检测，在每一循环的另一阶段（P2p或P2n）和（P2q或P2m）中被选定，如次序g所示出的。甚至，如果假定VQ和VM上都存在很小的压降，则P2q和P2m都不需要被选定，直至压降积聚得足以使得它值得耗费所涉及的切换能量。

在第二操作模式中，图4a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图6b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图4a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一切换状态中，在图6b中标注为PA，第一飞跨电容器CF2和第一飞跨储存电容器CRP并联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVV切换路径、S2AVP切换路径和S2BVG切换路径实现的。在该阶段中，由于第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，因此第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP都被充电至VV。这在输出节点VP提供了+VV的正电压。

在第二状态中，在图6b中标注为PB，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S2AVG切换路径和S2BVN切换路径实现的。在该阶段中，由于第一飞跨电容器CF2在第一状态中被充电至VV且第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接，因此第二储存电容器也被充电至VV。由于第二储存电容器的正极板连接至参考节点VG，因此在第二输出节点VN提供了-VV的负电压。

在第三状态中，在图6b中标注为P1，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径和S1BVQ切换路径实现的。

在第四状态中，在图6b中标注为P2，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S1BVG切换路径和S1AVQ切换路径实现的。

在第五状态中，在图6b中标注为P3，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。这是通过闭合S1AVG切换路径和S1BVM切换路径实现的。

根据图6b的检验，可如下得出稳态输出电压。在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。但是根据状态P2，V(CF1)=VQ。因此，V(CF1)=VV/2=VQ。在状态P3中，CRM被充电至-V(CF2)，即-VV/2，使得VM=-VV/2。

图6a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的充电泵的哪些切换路径被使用。图6c是一个表，示出了这些阶段的可能的次序a、b、c......。

在操作时，控制器可对这些状态进行排序P1、P2、P3、PA、PB、P1、P2......。然而，优选地且更有效地，这些状态，状态P1、P2、P3中的任意一个可与状态PA或PB二者之一同时地被执行。例如，次序可重复地包括三个阶段（P1+PA）、（P2+PB）、（P3+PA）。替代地，次序可重复地包括四个阶段（P2+PA）、（P1+PB）、（P3+PA）、（P1+PB）：在该次序中，在四个阶段的每一个中，VV为飞跨电容器中的一个充电，这有助于减小最大电流尖峰，减少高电流需求下的损失。

另一种可能性是，根据负载电流需求或所观察到的输出上的压降来修改飞跨电容器上的切换次序。例如，在上文的第三次序中，假定在每一阶段（P1+PB）之后，（P2+PA）或（P3+PA）可被选定，可能地基于VQ还是VM压降得最多。甚至，假定如果在VQ和VM上都存在很小的压降，则在该阶段，P2和P3都不需要被选定，仅仅状态PA被执行，直至VQ和VM上的压降积聚得足以使得它值得耗费在包括切换状态P2或P3时所涉及的切换能量。

在第三操作模式中，图4a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图7b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图4a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图7b中标注为PA，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVP切换路径和S2BVG切换路径实现的。

在第二状态中，在图7b中标注为PB，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S2AVG切换路径和S2BVN切换路径实现的。

在第三状态中，在图7b中标注为PC，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。为此，S2AVV切换路径和S2BVP切换路径都被闭合。

在第四、第五和第六状态中，在图7b中标注为P1、P2和P3，分别与上述第二模式的第三、第四和第五状态相同。

由于状态P1、P2、P3与第二模式的状态P1、P2、P3相同，通过前面陈述的论据，输出节点VQ和VM的稳态电压分别是V1=VV/2和VM=-VV/2。

此外，状态PC、PA、PB分别与状态P1、P2、P3相同，除了由CF2、VP和VN分别替换CF1、VQ和VM，以及随之产生的对所采用的等效切换路径的改变。因而，类似地，VP=VV/2以及VN=-VV/2。

与前述第二模式相同，状态PA、PB、PC可与状态P1、P2和P3任意组合（尽管为了减小VV的切换电流尖峰负载，P1和PC是优选地并非同时地），或者以不同的顺序排序，或者根据负载需求或压降，可在特定循环中省去这些状态中的一些。

在第四操作模式中，图4a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。所述第四模式可操作以提供与第三模式相同的输出电压，但是使用不同的切换状态和不同的切换路径来提供这些输出电压，导致不同的飞跨电容器电压。

图8b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图4a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图8b中标注为P1，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第一飞跨电容器CF2和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1BVQ切换路径、S1B2A切换路径和S2BVG切换路径实现的。

在第二状态中，在图8b中标注为P2p，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVP切换路径和S2BVG切换路径实现的。

在图8b中标注为P2q的第三状态中，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S1BVG切换路径和S1AVQ切换路径实现的。

在图8b中标注为P2n的第四状态中，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S2AVG切换路径和S2BVN切换路径实现的。

在第五状态中，在图8b中标注为P2m，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。这是通过闭合S1AVG切换路径和S1BVM切换路径实现的。

通过与上文模式类似的分析，在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。但是根据状态P2q，V(CF1)=VQ。因此，V(CF1)=VV/2=VQ。

类似地，根据状态P1，V(CF2)+V(CF1)=VV。但是V(CF1)=VV/2，并且根据状态P2p，V(CF2)=VP，所以VP+VV/2=VV，因此VP=VV/2=V(CF2)。

在状态P2n和P2m中，CRN和CRM分别充电至-V(CF2)和-V(CF1)，即都为-VV/2。

图8a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以各种方式来排序，图8c是一个表，示出了这些阶段的可能次序a、b、c......。

例如，每一状态可被按次序排序，如同上文关于第一操作模式的。此外，与上文其他的操作模式相同，根据负载需求和压降，在特定的循环中一些状态可被重复、省去或替换。

如上文的第一、第二、第三和第四模式中所描述的，图4a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV、+/-VV/2或+/-VV/4中的一个作为第一双极性电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性输出电压。

尽管上文单独描述了开关矩阵的各个操作模式，以及在每一模式中所使用的特定切换路径，但是应当明了的是，当图4a的所有切换路径被提供时，在使用时开关矩阵的操作模式可被改变，从而开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-VV、+/-VV/2或+/-VV/4的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供一个固定的+/-VV/2的双极性电压。

换句话说，第一双极性输出电压是可变的，第二双极性输出电压是固定的。第一双极性输出电压可以变化为+/-VV、+/-VV/2或+/-VV/4，固定的第二双极性输出电压可固定在+/-VV/2。

图9a示出了与图4a类似的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图4a的开关矩阵的所有开关，但是具有设置在第二飞跨电容器端子CF2B和第三飞跨电容器端子CF1A之间的一个附加的切换路径S1A2B。

图9b示出了图9a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图9b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

应理解，由于图9a的开关矩阵包含了图4a的开关矩阵中的所有开关，因此还可能的是，控制图9a的开关矩阵以提供如上文所描述的第一、第二、第三和第四模式。

然而，通过提供附加的切换路径S1A2B，图9a的开关矩阵还可操作在第五模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/(-3/2)VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图10b示出了可用于在第五模式中在输出节点提供上述电压的图9a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一切换状态中，在图10b中标注为P1，第一飞跨电容器CF2连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点（VV）和参考节点VG之间，第一飞跨电容器CF2以及串联连接的第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVV切换路径、S2BVG切换路径、S1AVV切换路径和S1BVQ切换路径实现的。

在第二状态中，在图10b中标注为P2，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1串联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，第一飞跨电容器CF2和第三储存电容器CRQ串联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVP切换路径、S1AVQ切换路径、S1BVG切换路径和S1A2B切换路径实现的。

在第三状态中，在图10b中标注为P3，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1串联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，第一飞跨电容器CF2和第四储存电容器CRM串联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VN之间。这是通过闭合S2BVN切换路径、S1AVG切换路径、S1BVM切换路径和S1B2A切换路径实现的。

通过与前面模式类似的分析，在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。但是根据状态P2b，V(CF1)=VQ。因此，V(CF1)=VV/2=VQ。

此外，根据状态P1，V(CF2)=VV。根据状态P2，VP=V(CF1)+V(CF2)，所以VP=VV/2+VV=3VV/2。

类似地，根据状态P3，VN=-V(CF2)-V(CF1)，所以VN=-VV-VV/2=-3VV/2。

最后，根据状态P3，VM=-V(CF1)=-VV/2。

图10a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的充电泵中的哪些切换路径被使用。在该模式中，CF1和CF2在每一状态中都被使用，且以不同的端子电压被使用，所以操作阶段Ph1、Ph2、Ph3仅仅包括单个状态P1、P2、P3。这些状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3......或者P1、P2、P1、P3：例如，如果在VM和VN上存在很小的负载，则这些输出在每一循环中呈现很小的电压压降，而VP和VQ具有更大的负载，则次序可被修改为P1、P2、P1、P3、P1、P2、P1、P2、P1、P2、P1、P3......。

图11a示出了类似于图4a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图9a的开关矩阵中的所有开关，但是设有两个附加的切换路径：S1A2A，设置在第一飞跨电容器端子CF2A和第三飞跨电容器端子CF1A之间；以及，S1BVV，设置在第四飞跨电容器端子CF1B和输入节点VV之间。此外，该开关矩阵包括图4a的开关矩阵的所有切换路径，其中设有附加的切换路径S1A2B、S1A2A和S1BVV。

图11b示出了图11a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图11b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

如应理解，由于图11a的开关矩阵包含图9a的开关矩阵中的所有开关，因此还可能的是，控制图11a的开关矩阵以提供如上文所描述的第一、第二、第三、第四和第五模式。

通过提供附加的切换路径S1A2A和S1BVV，图11a的开关矩阵可操作在第六模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-2VV的第一双极性输出电压，在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图12b示出了可用于在第六模式中在输出节点提供上述电压的图11a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图12b中标注为P1，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径和S1BVQ切换路径实现的。

在第二状态中，在图12b中标注为P2，第一飞跨电容器CF2连接在参考电压VG和第二飞跨电容器CF1的一个端子之间，第二飞跨电容器CF1的另一端子被连接至输入电压VV。这是通过闭合S2BVG切换路径、S1A2A切换路径和S1BVV切换路径实现的。

在第三状态中，在图12b中标注为P3，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1串联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，串联连接的第一和第二飞跨电容器与第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，第一飞跨电容器CF2和第三储存电容器CRQ串联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1与第三储存电容器CRQ并联连接。这是通过闭合S2AVP切换路径、S1BVG切换路径、S1AVQ切换路径和S1A2B切换路径实现的。

在第四状态中，在图12b中标注为P4，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1串联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，串联连接的第一和第二飞跨电容器与第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，第一飞跨电容器CF2与第四储存电容器CRM串联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，第二飞跨电容器CF1与第四储存电容器CRM并联连接。这是通过闭合S2BVN切换路径、S1B2A切换路径、S1AVG切换路径和S1BVM切换路径实现的。

根据图8b的检验，与其他模式一样，可得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。根据状态P3，V(CF1)=VQ。因此，V(CF1)=VV/2=VQ。

根据状态P2，V(CF2)=VV+V(CF1)。但是V(CF1)=VV/2，所以V(CF2)=VV+VV/2=3VV/2。因此，在状态P3中，VP=V(CF1)+V(CF2)=VV/2+3VV/2=2.VV。

类似地，根据状态P4，VN=-V(CF1)-V(CF2)=-2.VV。

最后，根据状态P4，VM=-V(CF1)=-VV/2。

图12a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的充电泵的哪些切换路径被使用。在该模式中，CF1和CF2在每一状态中都被使用，且以不同的端子电压被使用，所以这些状态的组合是不可能的，因此操作阶段Ph1、Ph2、Ph3......仅仅包括单个状态P1、P2、P3、P4。这些状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3、P4......或者P1、P4、P1、P2、P3，或者根据负载电流需求和压降，在某些循环中这些状态可被省去。

图13a示出了类似于图4a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图4a的开关矩阵的所有切换路径，但是设有三个附加的切换路径：S1A2A，设置在第一飞跨电容器端子CF2A和第三飞跨电容器端子CF1A之间；S1B2B，设置在第二飞跨电容器端子CF2B和第四飞跨电容器端子CF1B之间；以及，S2AVN，设置在第一飞跨电容器端子CF2A和第二输出节点VN之间。

图13b示出了图13a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图13b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

通过提供附加的切换路径S1A2A、S1B2B和S2AVN，图13a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。图13a的开关矩阵还可操作以提供替代的模式，用于在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2或+/-VV/4的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

如应理解，由于图13a的开关矩阵包含图4a的开关矩阵中的所有开关，因此还可能的是，控制图13a的开关矩阵以提供如上文所描述的第一、第二、第三和第四模式。

在第七操作模式中，图13a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

图14b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图13a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一切换状态中，在图14b标注为P1，第一飞跨电容器CF2、第二飞跨电容器CF1和第一储存电容器CRP串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，串联连接的第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP还与第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1B2A切换路径、S2BVP切换路径和S1BVQ切换路径实现的。

在第二状态中，在图14b中标注为P2c，第一储存电容器CRP和第二储存电容器CRN串联连接在第一输出节点VP和第二输出节点VN之间，第一飞跨电容器CF2并联连接在串联连接的第一储存电容器CRP和第二储存电容器CRN之间。这是通过闭合S2AVP切换路径和S2BVN切换路径实现的。应注意，这个阶段可与P2m和P2q之一或二者同时执行。

在第三状态中，在图14b中标注为P2q，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S1BVG切换路径和S1AVQ切换路径实现的。

在第四状态中，在图14b中标注为P2m，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。这是通过闭合S1AVG切换路径和S1BVM切换路径实现的。

在第五状态中，在图14b中标注为P3，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接，第二飞跨电容器CF1与串联连接的第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接。这是通过闭合S1A2A切换路径、S1BVG切换路径和S2BVP切换路径实现的。

在第六状态中，在图14b中标注为P4，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN串联连接，第二飞跨电容器CF1与串联连接的第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接。这是通过闭合S1AVG切换路径、S1B2B切换路径和S2AVN切换路径实现的。

此外，根据状态P1，

V(CF2)+VP+V(CF1)=VV，

所以

V(CF2)+VP+VV/2=VV，

所以

V(CF2)+VP=VV/2。...（x）

但是，根据状态P4,

-V(CF1)=-V(CF2)+VN，

所以

V(CF2)-VN=V(CF1)=VV/2。...（y）

因此，比较（x）和（y）：

VP=-VN。

但是，根据状态P2c，

V(CF2)=VP-VN

所以

V(CF2)=2.VP

因此，根据（以上），

V(CF2)+VP=2.VP+VP=VV/2

因此

V(CF2)=VV/6。

以及，因此

VP=VV/6;VN=-VV/6

最后，根据状态P2m，VM=-V(CF1)=-VV/2。

注意到，P3未包括在上文的分析中，所以不是一种必要状态。替代地，可以示出，如果P3存在，则可省去P2q。

根据上文的分析，该模式的实施方案应当包括至少切换状态P1、P2c、P4和P2m，以及P3或P2q中的至少一个。然而，由于P2c仅涉及CF2，所以如果期望，P2c可与P2q或P2m中的一个组合。此外，由于在P2q和P3中，CF1被连接至相同的电压，所以P2q可与P3组合。类似地，P4可与P2m组合。因而，存在可实施该操作模式的这些状态的若干可能的次序，或者状态的组合。

图14a是一个表，示出了在每一状态中，图10a的充电泵的哪些切换路径被使用。图14c是一个表，示出了三种可能的次序a、b、c，每一个次序都包括这些状态的四阶段次序Ph12、Ph2、Ph3、Ph4。

这些阶段可以任何顺序排序，例如Ph1、Ph2、Ph3、Ph4......或者Ph1、Ph2、Ph1、Ph3：与其他模式一样，依赖于各种输出上的负载或压降，在一些循环中各种状态可被重复、替换或省去。

在第八操作模式中，图13a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的第一双极性输出电压，在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。该第八模式提供与第三和第四模式相同的输出电压，但是使用由附加开关所实现的一种不同的切换状态来提供这些输出电压。

图15b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图14a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图15b中标注为P1，控制器可操作以控制开关的网络，使得第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1并联连接在输入节点VV和第三输出节点VQ之间，第一飞跨电容器CF2和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1BVQ切换路径、S1B2B切换路径和S2AVV切换路径实现的。

第二、第三、第四和第五切换状态P2q、P2m、P2p和P2n与第三和第四模式的对应状态相同。

通过与上文模式类似的分析，在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。但是根据状态P2b，VQ=V(CF1)。因此，VQ+VQ=VV，所以VQ=VV/2，以及V(CF1)=VV/2。

此外，根据状态P1，V(CF2)=V(CF1)，所以V(CF2)=VV/2。

在状态P3a和P3b中，CRN和CRM分别充电至-V(CF2)和-V(CF1)，即VN和VM都等于-VV/2。

图15a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图13a的充电泵的哪些切换路径被使用。对于第二和第三模式，可以所描述的各种方式来排序各种状态。此外，如果期望，在一些循环中，第三模式的状态P1或者第二模式的状态P1、PC或P1+PC可与该模式的状态P1交错，或者可替代该模式的状态P1。此外，与上述的其他操作模式一样，根据负载需求或压降，在特定的循环中一些状态可被重复、替换或者省去。

在第九操作模式中，图13a的开关矩阵可以可操作为在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。第九模式可操作以提供与第三、第四和第八模式相同的输出电压，但是使用不同的切换状态来提供这些输出电压。

图16b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图13a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图16b中标注为P1，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间，第一飞跨电容器CF2和第二飞跨电容器CF1并联连接在输入节点VV和第三输出节点VQ之间，第一储存电容器CRP和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间，还并联连接在第一输出节点VP和参考电压VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1BVQ切换路径、S1B2B切换路径、S2AVV切换路径和S2BVP切换路径实现的。

在第二状态中，在图16b中标注为P2，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1和第三储存电容器CRQ并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间，第一输出节点VP和第三输出节点VQ被连接在一起。这是通过闭合S2AVP切换路径、S2BVG切换路径、S1BVG切换路径、S1AVQ切换路径和S1A2A切换路径实现的。

在第三状态中，在图16b中标注为P3，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间，第二飞跨电容器CF1和第四储存电容器CRM并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间，第二输出节点和第四输出节点被连接在一起。这是通过闭合S2AVG切换路径、S2BVN切换路径、S1AVG切换路径、S1BVM切换路径和S1B2B切换路径实现的。

通过与前述模式类似的分析，在状态P1中，V(CF1)+VQ=VV。但是根据状态P2，V(CF1)=VQ。因此，VQ+VQ=VV，所以VQ=VV/2，因此V(CF1)=VV/2。

在状态P3中，CRM被充电至-V(CF1)，即-VV/2。类似地，在状态P1中，V(CF2)+VP=VV。但是根据状态P2，V(CF2)=VP，因此V(CF2)=VV，从而VP=VV/2。

在状态P3中，CRN被充电至-V(CF2)，即-VV/2。

图16a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图14a的充电泵的哪些切换路径被使用。这些状态可以任何顺序排序，例如P1、P2、P3......或者P1、P2、P1、P3：例如，如果在VM和VN上存在很小的负载，则这些输出在每一循环中呈现很小的电压压降，而VP和VQ具有更大的负载，则次序可能被修改为包括比状态P3更多的状态P2的实例，例如P1、P2、P1、P3、P1、P2、P1、P2、P1、P2、P1、P3......。

在第十操作模式中，图13a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/4的第一双极性输出电压，在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。第十模式可操作以提供与第一模式相同的输出电压，但是可用的额外开关使得有可能提供附加的切换状态（在图17b中标注为P4和P5），这在优化充电泵在不同负载下的动态行为时给予了更多的灵活性。

图17b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图13a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。

在第一状态中，在图17b中标注为P4，第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间，第二飞跨电容器CF1、第三储存电容器CRQ以及串联连接的第一飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第三输出节点VQ和参考节点VG之间。这是通过闭合S2BVP切换路径、S1AVQ切换路径、S1BVG切换路径和S1A2A切换路径来实现的。

在第二状态中，在图17b中标注为P5，第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN串联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间，第二飞跨电容器CF1、第四储存电容器CRM以及串联连接的第一飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第四输出节点VM之间。这是通过闭合S1AVG切换路径、S1BVM切换路径、S1B2B切换路径和S2AVN切换路径来实现的。

第三至第七状态（标注为P1、P2n、P2p、P2q和P2n）与第一操作模式所相应标注的状态相同。因此，相同的分析证明VQ=V(CF1)=VV/2，VM=-VV/2，VP=V(CF2)=VV/4，以及VN=-VV/4。

状态P4和P5提供了与第三至第七状态相容的附加状态，即能够维持相同的稳态电容器电压，其中例如，在状态P5中，CF2可从CRM吸收电荷，从而有助于供应VN上的负载，即使由于前一阶段的很大的负载使得V(CF2)已经降到VV/4以下。

图17a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图14a的充电泵中的哪些切换路径被使用。这些状态可以各种方式排序，类似于参考图5c所描述的那些方式，但是具有由实现新的阶段P4和P5所产生的附加的可能性。与上文的其他操作模式一样，根据负载需求和压降，在特定循环中一些状态可被省去。

如在上文第七、第八、第九和第十模式中所描述的，图13a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的双极性输出电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性输出电压。还应理解，由于图13a的开关矩阵包括图4a的开关矩阵的所有切换路径，因此图13a的开关矩阵还可操作以提供上文描述的第一、第二、第三和第四模式。

换句话说，图13a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的第一双极性电压，在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性输出电压。

尽管上文单独地描述了开关矩阵的各个操作模式以及在每一模式中所使用的特定切换路径，但是应明了，当图13a的所有切换路径被提供时，开关矩阵的操作模式在使用时可被改变，从而开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性电压。

换句话说，图13a的开关矩阵可操作以提供可变的第一双极性电压和固定的第二双极性输出电压。

图18a示出了类似于图4a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图13a的开关矩阵的所有开关，但是设有两个附加的切换路径：S1A2B，设置在第二飞跨电容器端子CF2B和第三飞跨电容器端子CF1A之间；以及，S1BVV，设置在第四飞跨电容器端子CF1B和输入节点VV之间。

图18b示出了图18a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图18b更清楚地示出了其间设有对应的切换路径的节点对。

通过提供附加的切换路径S1A2B和S1BVV，图18a的开关矩阵包括图13a的开关矩阵的所有切换路径，设有两个附加的切换路径S1A2B和S1BVV。换句话说，图18a的开关矩阵提供了与图11a中所提供的相同的附加切换路径。因此，图18a的开关矩阵可以如上文所描述的操作在第五和第六模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-2VV或+/-3/2VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

如应理解，由于图18a的开关矩阵包含图4a、图9a、图11a和图13a的开关矩阵中的所有开关，因此图18a的开关矩阵可操作以提供如上文所描述的第一至第十模式中的所有模式。

如现在应当明了，当图18a的所有切换路径被提供时，开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-2VV、+/-3/2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的固定的双极性电压。

换句话说，图18a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供可变的第一双极性电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供固定的双极性输出电压。

上文描述的实施方案在一对输出（VQ，VM）处产生+/-VV/2，在另一对输出（VP，VN）处产生一个或可选择的多个其他双极性输出电压。在一些***或设备中，对于VQ、VM处的双极性电压优选的为+/-VV而非+/-VV/2，例如对于从较低的供应电压VV供电的设备。

图19a示出了类似于图4a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。

图19b示出了图19a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图19b更清楚地示出了其间设有对应的切换路径的节点对。

如下文描述的，图19a的开关矩阵可以多种模式操作，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6、+/-VV/4、+/-VV/3、+/-VV/2、+/-VV或+/-2*VV的第一双极性输出电压，在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

如应理解，图19a的开关矩阵并未包含图4a的开关矩阵中的所有开关，例如S1BVQ。

在第十一操作模式中，图19a的开关矩阵可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/4的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图20b示出了可用于在输出节点提供上述电压的图19a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图20b示出了在每一阶段中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

根据图20b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)+V(CF2)+VP=VV。

但是根据P3，V(CF1)=V(CF2)+VP，所以通过代入V(CF1)，2*V(CF2)+2*VP=VV。

但是根据状态P5，V(CF2)=VP，所以通过代入V(CF2)，2*VP+2*VP=4*VP=VV，因此VP=VV/4，还有V(CF2)=VV/4，以及V(CF1)=V(CF2)+VP=VV/4+VV/4=VV/2。

根据状态P4，VN=-（V(CF1)-V(CF2)），所以VN=-（VV/2-VV/4）=-VV/4。

根据状态P2，VM=-（V(CF1)+V(CF2)-VN）=-（VV/2+VV/4+VV/4）=-VV。

最后，根据状态P1中经由S1AVV和S1AVQ的直接连接，VQ=VV。

图20a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图19a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3、P4、P5......或者P1、P4、P1、P2、P1、P3、P1、P5，或者根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

在第十二操作模式中，图19a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图21b示出了可用于在输出节点处提供上述电压的图19a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图21b示出了在每一阶段所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

应注意，第一、第二、第三和第四切换状态P1、P2、P3、P4与前述第十一模式的对应状态相同。

根据图21b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)+V(CF2)+VP=VV，但是在状态P3中，VP=V(CF1)-V(CF2)，所以2*V(CF1)=VV，即V(CF1)=VV/2。

在状态P3中，VP=V(CF1)-V(CF2)，但是根据状态P4，VN=-（V(CF1)-V(CF2)），所以VN=-VP。

根据状态P5，V(CF2)=VP-VN，但是由于VN=-VP，V(CF2)=2*VP。

所以返回至状态P1，当V(CF1)+V(CF2)+VP=VV时，由于V(CF1)=VV/2以及V(CF2)=2*VP，则VV/2+2*VP+VP=VV，从而VP=VV/6。

因此，V(CF2)=VV/3，以及VN=-VV/6。

根据状态P2，VM=-（V(CF1)+V(CF2)-VN）=VV。

最后，根据状态P1中经由S1AVV和S1AVQ的直接连接，VQ=VV。

图21a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图19a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3、P4、P5......或者P1、P4、P1、P2、P1、P3、P1、P5，或者根据负载电流需求和压降，在一些循环中一些状态可被重复、被替换或省去。

在第十三操作模式中，图19a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/3的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图22b示出了可用于在输出节点处提供上述电压的图19a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图22b示出了在每一阶段中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

应注意，第一和第二切换状态P1和P2与前述第十一和第十二模式的对应状态相同。

根据图22b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)+V(CF2)+VP=VV，但是在状态P3中，VP=V(CF1)=V(CF2)，所以V(CF1)=V(CF2)=VP=VV/3。

在状态P4中，VN=-V(CF1)，所以VN=-VV/3。

在状态P2中，VM=-（V(CF1)+V(CF2)-VN），所以VM=-VV。

最后，根据在状态P1中经由S1AVV和S1AVQ的直接连接，VQ=VV。

图22a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图Ca的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3、P4......或者P1、P4、P1、P2、P1、P3、P1，或者根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

在第十四操作模式中，图19a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图23b示出了可用于在输出节点处提供上述电压的图19a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图23b示出了在每一阶段所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

根据图23b的检验，可类似于与上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P2和P3中，VQ=V(CF1)，VM=-V(CF1)，VP=V(CF2)，VN=-V(CF2)。

根据状态P1，V(CF2)+VP=VV，但是由于V(CF2)=VP，则VP=VV/2，以及V(CF2)=VV/2。

此外，根据P1，V(CF1)=VV，所以VQ=V(CF1)=VV以及VM=-V(CF1)=-VV。

状态P4是通过图19a的开关所实现的一种可选的状态，其中CF2被放置为与CRN串联：因此CF2上的任何压降实际上有助于使得在转变到这一状态后VN更负。

图23a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图Ca的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，例如P1、P2、P3......或者P1、P4、P1、P2、P1、P3、P1，或者根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

在第十五操作模式中，图19a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图24b示出了可用于在输出节点处提供上述电压的图19a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图24b示出了在每一阶段所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

根据图24b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)=VQ=V(CF2)=VP=VV。在状态P中，VN=VM=-V(CF1)=-VV。

图24a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图19a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，并且根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

在第十六操作模式中，图19a的开关矩阵还可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-2*VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图25b示出了可用于在输出节点处提供上述电压的图19a的充电泵的多种开关状态的一个实施方案。图25b示出了在每一阶段所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

根据图25b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)=V(CF2)=VQ=VV。

在状态P2中，VP=V(CF1)+V(CF2)=2*VV。

在状态P3中，VM=-V(CF1)=-VV，以及VN=-（V(CF1)+V(CF2)）=-2*VV。

图25a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图19a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，并且根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。状态P4是使用现有的开关的一种可选的额外状态，状态P4与上述稳态电压相容，因此如果期望，状态P4可与其他状态交错。

如上文第十一至第十六模式中所描述的，图19a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4或+/-VV/6的双极性输出电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的双极性输出电压。

尽管上文单独地描述了开关矩阵的各个操作模式以及在每一模式中所使用的特定的切换路径，但是应明了，当图19a的所有切换路径被提供时，在使用时开关矩阵的操作模式可被改变，因此开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4或+/-VV/6的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的双极性电压。

换句话说，图19a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供可变的第一双极性电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供固定的双极性输出电压。

图26a示出了类似于图19a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。图26b示出了图26a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。

该开关矩阵包括图19a的开关矩阵中的所有开关，但是设有三个附加的切换路径：S1BVQ，设置在第四飞跨电容器端子CF1B和输入节点VV之间；S2AVV，设置在第一飞跨电容器端子CF2A和输入节点VV之间；以及，S2AVG，设置在第一飞跨电容器端子CF2A和参考节点VG之间。

此外，该开关矩阵包括图13a的开关矩阵的所有开关，但是在第三飞跨电容器端子CF1A和第二飞跨电容器端子CF2B之间设有一个附加的切换路径S1A2B。

由于图26a的开关矩阵包括图19a的开关矩阵的所有切换路径，所以图26a的开关矩阵可操作在第十一至第十六模式，从而在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4或+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

但是此外，由于图26a的开关矩阵包括图13a的开关矩阵的所有切换路径，所以图26a的开关矩阵可操作在第一至第四以及第七至第十模式，从而在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

另外，由于除了图4a的所有切换路径以外，该开关矩阵包括切换路径S1A2B，因此它还可操作在第五模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-(3/2)*VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

此外，如下文所解释的，图26a的开关矩阵因此可操作在第七模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-3VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图27b示出了可用于在第十七模式中在输出节点处提供上述电压的图26a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图27b示出了在每一阶段中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

根据图27b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P1中，V(CF1)=VV=VQ。

在状态P2中，V(CF2)=V(CF1)+VQ=2*VV。

在状态P1中，VP=V(CF1)+V(CF2)=VV+2*VV=3*VV。

在状态P3中，VM=-V(CF1)=-VV，以及VN=-（V(CF1)+V(CF2)）=-3*VV。

图27a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图26a的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，并且根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

图28a示出了类似于图26a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。图28b示出了图28a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。

该开关矩阵包括图26a的开关矩阵的所有开关，但是设有两个附加的切换路径：S1BVV，设置在第四飞跨电容器端子CF1B和输入节点VV之间；S1BVN，设置在第四飞跨电容器端子CF1B和输出节点VN之间。

由于图28a的开关矩阵包括图26a的开关矩阵的所有切换路径，所以图28a的开关矩阵可操作在第十一至第十七模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4或+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压，图28a的开关矩阵还可操作在第一至第四以及第六至第十模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

另外，由于该开关矩阵包括切换路径S1BVV，因此它还可操作在第六模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-2*VV的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的第二双极性输出电压。

此外，如下文所解释的，图28a的开关矩阵可操作在第十八模式，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/5的第一双极性输出电压，以及在第三和第四输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的第二双极性输出电压。

图29b示出了可用在第十八模式中从而在输出节点处提供上述电压的图28a的充电泵的多种切换状态的一个实施方案。图29b示出了在每一阶段中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

应注意，第一状态P1、第二状态P2以及第四状态P4与图20b的第一状态P1、第二状态P2以及第五状态P5相同。

根据图29b的检验，可类似于上文的分析得出稳态输出电压。

在状态P4中，VP=CF2，但是在状态P5VN=-V(CF2)，所以VN=-VP。

但是在状态P3中，V(CF1)=V(CF2)+VP-VN，所以V(CF1)=3*V(CF2)。

根据状态P1，VV=V(CF1)+V(CF2)+VP

代入V(CF1)和VP，

VV=3*V(CF2)+V(CF2)+V(CF2)=5*VV，所以V(CF2)=VV/5。

因此，根据状态P4，VP=V(CF2)=VV/5。

以及，根据状态P5，VN=-V(CF2)=-VV/5。

根据状态P2，VM=-（(CF1)+V(CF2)-VN）=-5*（VV/5）=-VV。

最后，根据状态P1中的直接连接，VQ=VV。

图29a是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图Ca的充电泵的哪些切换路径被使用。与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，并且根据负载电流需求和压降，在一些循环中可省去一些状态。

图28a的开关矩阵可操作在上述第十一至第十八模式，以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-3*VV、+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的双极性输出电压。图28a的开关矩阵还可操作在上述第一至第十模式，以在第一对输出节点（VP，VN）提供+/-2*VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的双极性输出电压，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性输出电压。

尽管上文描述了在当利用切换路径的网络的特定开关时提供单个输出电压的情形，但是应明了，当图28a的所有切换路径被提供时，开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-3*VV、+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV的双极性电压。此外，该开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供第一双极性电压，所述第一双极性电压可由控制器从+/-2*VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的一组中选择，而在第二对输出节点（VQ，VM）提供+/-VV/2的双极性电压。

换句话说，图28a的开关矩阵可操作以在第一对输出节点（VP，VN）提供可变的第一双极性电压，以及在第二对输出节点（VQ，VM）提供固定的或者选定的双极性输出电压。

图30示出了类似于图28a的开关矩阵的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图28a的开关矩阵，但是包括附加的电压输入节点VW以及切换路径S1AVW和S2AVW和可选地S1BVW。

在控制器选择附加的输入电压VW而非输入电压VV的情形中，切换路径S1AVV和S2AVV（以及，在可用时，S1BVV）在上文描述的第一至第十八切换模式的所有切换阶段中打开，以及切换路径S1AVW和S2AVW（以及，在可用时，S1BVW）代替它们而被使用。

这些附加的开关允许充电泵从VV或VW供应。如果VV和VW同时可用，但是具有不同的电压，则这允许更宽范围的输出电压，即可从VV得到的那些输出电压和可从VW得到的那些输出电压的组合。在一些情形中，一次仅可选择一个，例如在主机设备从5V的USB端口供电的情形中，或者在缺少USB连接的情况下的主机设备从3V的源自电池的供应供电的情形中。

在任一情形中，优选的是使用这些并联的开关，而非使用VV和VW之间的上游选择器开关，以避免由开关的串联连接而发生的欧姆损耗。

尽管仅示出了单个附加的输入电压VW，但是如本领域普通技术人员将理解的，通过提供合适的附加切换路径，类似于S1AVW和S2AVW（并且，如果必要，S1BVW），可使用任何数目的附加输入电压。

尽管在图30中仅示出了基于图28a的充电泵的一个充电泵，但是应当明了，可以类似的方式修改图4a、图9a、图11a、图13a、图18a、图19a和图26a的充电泵，以提供一个附加的输入电压或多个附加的输入电压。

如上文所提及的，切换路径可包括单个开关，或者可能地包括多个开关的等效网。图31a示出了包括所述网的开关矩阵的电路图，其中明确地示出了开关的网络。图31b示出了图31a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。

通过比较图31b和图13b，可以非常清楚地标识出额外的路径。所示出的网络是类似的，但是图31b示出了到那些飞跨电容器端子（CF1B、CF2B和CF2A）的额外的切换路径以及增加的节点XX、YY、ZZ，飞跨电容器端子（CF1B、CF2B和CF2A）被连接至到VN或VM的切换路径，其他切换路径终止在所增加的节点XX、YY、ZZ处。例如，在图31b中，CF2的正极板（节点CF2A）仍经由一个切换路径直接连接至VN，但是经由一个附加的切换路径和节点ZZ连接至其他切换路径，其中先前连接至CF2A其他切换路径现在终止于节点ZZ处。

图31a本质上示出了图13a的开关矩阵，但是示出了三个附加的切换路径。第一附加的切换路径位于第一飞跨电容器端子CF2A和标注为ZZ的节点之间。第二附加的切换路径位于第二飞跨电容器端子CF2B和标注为ZY的节点之间。第三附加的切换路径位于第四飞跨电容器端子CF1B和标注为XX的节点之间。

如从图31a和图31b可以看到的，附加的切换路径用于减小连接至第二和第四输出节点（VN，VM）的切换路径上的应力。尤其是，如果在对应的电容器端子（例如，CF2A）被切换至VM或VN的状态期间这些额外的切换路径未被激活，则从所增加的切换路径的另一端部（例如，ZZ）至高电压节点VV、VP或VQ的其他打开的切换路径（例如，S2AVP、S2AVV）的附近端子不再连接至负极电压VM或VN，从而不再受制于最大电压应力（例如，VV-VN）。在这样的一个状态中，节点ZZ将被连接至地（例如，通过S2AVG）。换句话说，附加的切换路径用于减小任何一个切换路径及其部件物理开关两端的最大电压，允许使用更小或更简单的切换结构来实施这些切换路径，这是有利的。

在某些节点处的连接中所涉及的这些附加的切换路径不会影响在每一切换状态中飞跨电容器节点与电压节点VP、VN、VQ、VM、VV和VG的连接性。所描述的这些T开关布置仅用作用于实施这些节点的所要求的互连的一种变体方法。

尽管仅提供了三个附加的切换路径来减小负载，但是应明了，可提供少于或多于三个的附加的切换路径，从而减小开关矩阵的切换元件两端的应力。

图32a示意性示出了一个音频输出链200，包括可操作在上文所描述的第一至第十八模式中的任何一个或多个中的充电泵电路202。

如可从图32a看到的，充电泵电路202包括：一个开关矩阵或切换路径的网络204,；以及，一个开关控制器206，用于控制开关矩阵204的各种切换路径的打开（即，启用）和闭合（即，禁用），从而提供期望的输出电压。开关矩阵204可操作以将各个节点选择地连接在一起。这些节点可以是充电泵电路上的端子，用于在充电泵电路被使用时，与输入供应电压VV、参考电压或地电压VG、第一和第二飞跨电容器CF2、CF1以及两对输出节点（VP，VN）和（VQ，VM）连接。在使用时，第一、第二、第三和第四储存电容器（CRP，CRN，CRQ，CRM）被布置永久连接至多对输出节点，如上文所描述的。

控制数据208被提供至充电泵控制块210，所述充电泵控制块210可操作以控制充电泵电路202的开关控制器206。控制数据208可以是音量控制信号，即增益信号。控制数据还可包括关断/启动信号。

信号数据212被提供至信号路径块214。该信号数据可以是数字或模拟数据，并且可已经经历了某一上游（模拟或数字）增益。此外，信号数据212可以是音频数据。

信号路径块214在输入213处接收信号数据212，并且将该信号数据耦合至输出驱动器218。输出驱动器218包括至少一个输出级222，所述至少一个输出级222从充电泵202的供应VP、VN供电。在该所示的实施例中，还包括在前放大器级（precedingamplifierstage）220，所述在前放大器级220可从充电泵202的供应VQ、VM供电。

另一电路216，例如DAC或前置放大器增益级，可被设置在从输入213至输出驱动器218的路径中。该另一电路216中的一些可从VQ、VM供电。甚至在一些实施方案中，该在前电路216中的一些以及218的在前级中的一些或者全部可从VQ、GND而非VQ、VM供应，例如以将一些灵敏的级与VM上的可能的噪声隔离。

尽管在图32a中未示出，但是可提供这样的另一电路，该另一电路可以从充电泵电路202的输出VQ、VM供电或者不从充电泵电路202的输出VQ、VM供电。例如，该另一电路可包括可以从数字供应DVDD和DVSS供电的数字滤波或数字延迟级，并且可能地包括将逻辑电平从（DVDD，DVSS）转变为（VQ，VG）或（VQ，VM）的数字电平位移电路。

此外，通过控制数据208所控制的增益/音量调整可被包括在信号路径块214中。可数字执行增益/音量调整，即在DAC（未示出）之前，或者在模拟的非最终级中以模拟方式执行，或在输出驱动器218中/附近执行。

信号路径块214的输出224被提供至一个负载（未示出），所述负载可以是头戴式受话器、扬声器、线路负载，或者另一类型的换能器，诸如触觉换能器或压电换能器或超声换能器，可能地经由连接器（未示出）——例如单声道插头或立体声插头——提供至负载。因而，应理解，音频信号可包括转换为可听见声音的数据/从可听见声音转换的数据，所述可听见声音例如为音乐和语音等，但是音频信号可附加地或替代地包括用于驱动触觉换能器等的超声数据和/或波形，相应地，术语“音频”、“音频信号”和“音频输出链”应当被理解。

充电泵电路202提供输出电压VP、VN、VQ和VM，从而为信号路径块供电。第一输出电压对（VP，VN）提供第一双极性电压至放大器输出级222，第二输出电压对（VQ，VM）可提供第二双极性输出电压至在前放大器级220和/或在前电路216。

如上文第一至第十八模式中所描述的，标称的第一输出双极性电压可以选择为+/-2*VV、+/-3/2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6中的一个，以及标称的第二输出双极性电压可被固定为或选定为+/-VV/2，或者标称的第一输出双极性电压可以选择为+/-3*VV、+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个，以及标称的第二输出双极性电压可被固定为或选定为+/-VV。换句话说，开关控制器可操作以驱动所述开关矩阵，从而选择地操作在相应于这些电压的模式中。

可基于输入控制数据208经由充电泵控制块210选择来自充电泵电路202的输出电压（VP，VN，VQ，VM）。输入控制数据208可以是例如音量控制信号，可独立于信号数据212。然后，充电泵输出电压（VP，VN，VQ，VM）可被设置以允许充足的动态余量，从而避免削波，甚至对于指定增益时的最大输入信号212。然而，如果输入信号212始终小于期望的最大幅度，则充电泵输出电压（VP，VN，VQ，VM）将不必过大，由此浪费电力。因而，有利的是，使得一些——但优选地全部——充电泵输出电压（VP，VN，VQ，VM）以及可能的其他操作参数可能地除了控制数据208还依赖于输入信号212。

因而，充电泵控制210可包括包络检测电路，以得出指示输入信号212的大小的信号Venv。该包络检测电路可采用本领域普通技术人员已知的若干形式。该包络检测电路可以例如峰值检测输入信号，对信号幅值中的任何增大进行快速响应，具有相对短的上升时间（attacktime），但是对输入信号中的任何减小则反应较缓慢，具有较长的衰减时间。充电泵控制210可从信号Venv得出一个充电泵控制信号CPC，并且将该充电泵控制信号CPC输出至充电泵电路202的开关控制器206。

因而，控制信号CPC可指示信号数据212的包络的大小。然后，可基于该控制信号CPC来控制充电泵电路202，从而供应相应的输出电压VP、VN和/或VQ、VM。因此，充电泵电路202的输出电压可随着控制信号CPC改变，使得相对大的包络将导致充电泵电路供应相对高的电压，相反，小的包络将导致充电泵电路供应相对小的电压。如果该包络检测器电路采用相对短的上升时间，则这将确保信号数据212中的快速尖峰（spike）会导致包络检测电路的快速反应，从而可做出快速响应，以增大供应电压，然而长的衰减时间将避免控制信号的不必要的切换，因为极有可能的是，一个高幅度信号峰值之后将紧跟着另一高幅度信号峰值。

包络检测电路的另一实施例可包括一个检测器，以检测输入信号的包络Venv并且将该输入信号的包络Venv与某一阈值进行比较。如果检测到的包络在所述阈值以下，则充电泵电路202可被控制以提供相对低的电压，如果检测到的包络在所述阈值以上，则充电泵电路202将提供相对高的电压。为了避免充电泵电压电平之间的可能浪费的能量比节省的能量多的无价值的切换，可能存在施加至该比较的某一滞后，或者可能存在一个施加的最小超时，之后充电泵202才被允许经由控制信号CPC接到指示以减小其输出电压。

更一般地，包络检测电路***可以不包含一个明确的峰值检测器或者实际的信号Venv，而是可由其他装置生成充电泵控制信号，例如在没有峰值检测的情况下耦合至输入信号数据212的比较器，该比较器具有一个滞后和/或超时，从而有效地提供一种类型的包络检测，并且生成充电泵控制信号。

依赖于上升时间常数和衰减时间常数，或者所述滞后或超时，来自包络检测器的信号Venv输出可较紧密地或者较不紧密地跟随瞬时输入信号212。本质上，它可跟踪瞬时输入信号。

如上文所陈述的，输出驱动器218和/或块216的元件可包括用于向那些变为输出信号来施加增益的装置。包络检测器优选地在这些增益块之前采集信号数据，使得输入信号在输出驱动器218中或输出驱动器218前的任何电路216中经受任何处理延迟之前被采样。具体地，电路216可在过采样DAC（未示出）前包括一个数字插值滤波器（未示出），该数字插值滤波器可向该信号引入处理延迟。任何这样的延迟会使对任何峰值检测器的上升时间的要求变松，给予充电泵202更多的时间来及时提高其输出电压，从而避免由于突然的信号尖峰所引起的过载。该包络检测器可包括一个非对称延迟，允许对信号电平中的任何增大进行快速响应，但是在其输出被允许开始衰减之前具有一个延迟，以避免在该信号传播通过上述处理延迟之前，充电泵输出衰减。

然而，由于来自驱动器218的输出信号的摆动受制于该可变增益，因此上游采样的信号并非直接代表输出信号。从信号是从哪里分出以应用至包络检测器的角度，存在多种方式来校正下游所施加的这个增益的效应：等效增益可被***所施加的输入信号212和充电泵控制块210内的包络检测器之间的路径中；包络检测器输出信号的幅度可被调整为允许在信号路径中所施加的增益；施加至包络检测器输出信号的阈值电平可被调整以补偿程控增益。

换句话说，在施加增益控制或音量或信号所控制的增益之前，充电泵202可被从输入音频信号得出的充电泵控制信号所控制，充电泵控制信号根据该增益控制或音量或信号来调整。

充电泵控制块210还可具有一个输出，用于控制放大器块218的偏置电流级。例如，假定以输入信号大小或音量设置为基础，如果可以预测从驱动器级218输出的信号是小的，则可在不造成太多或者甚至任何失真的情况下减小至少输出级的偏置。如果输出驱动器被设置为低增益，则可减少在前级对总输出噪声的贡献，因此在不显著影响该输出噪声的情况下，可减小这些级的输入级偏置。这些偏置可方便地经由充电泵控制块210来控制。

来自充电泵控制块210的控制信号被提供至开关控制器206。开关控制器206输出用于充电泵202的开关矩阵204中的开关的驱动信号。

开关控制器206可基于来自充电泵控制210的控制信号，来控制开关矩阵204，以提供必要的开关选择和阶段，从而在VP、VN生成一个选定值的双极性输出电压。如上文所描述的，VP、VN的标称双极性输出电压可被选择为+/-2VV、+/-3/2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6。此外，开关控制器206可基于来自充电泵控制210的控制信号来控制开关矩阵204，以提供必要的开关选择和阶段，从而在VQ、VM生成一个选定的双极性输出电压。如上文所描述的，VQ、VM的标称双极性输出电压可被选择为+/-VV或+/-VV/2。

开关控制器206还可基于控制数据208（例如，音量控制信号）或者包络检测器输出信号来控制开关矩阵204，以改变充电泵的其他操作参数，例如开关矩阵204中的开关的切换的频率或次序，从而当预料是小负载时减少切换活动，但是当预料是大负载时不产生过度的脉动。

因而，可根据从开关控制器前馈的控制信号来调制充电泵202的开关的切换频率，或状态的次序或选择，或者其他操作参数。然而，在一些实施方案中，开关的切换或其他操作参数可受到从充电泵输出节点反馈的信号的影响。

参考图32b，该图示出了借助于反馈充电泵输出信号来实现所述控制的电路的一个实施方案。如同在图32a中，示出充电泵控制块210控制充电泵202，该充电泵202包括由开关控制块206所控制的开关矩阵，即开关的网络，204，从而生成合适的充电泵双极性输出电压（VP，VN）和（VQ，VM）。在图32b中，明确地示出了开关控制块206的一个实施方案的更多细节。示出开关控制块206包括一个定序器（sequencer）250，该定序器250在控制逻辑块252的控制下驱动开关矩阵中的开关，该控制逻辑块252可为时钟分频器（clockdivider）254选择一个分频比（divisionratio）N，该时钟分频器254在进入时钟CK被施加至定序器250之前分割该进入时钟CK的频率，以及该时钟分频器254可为定序器250选择所存储的各种次序中的一种以排序通过。控制逻辑252还根据各种其他输入由各种其他输出来控制定序器输出，这将在下面进行描述。

如上文所提及的，在切换开关时由充电泵202所消耗的电力可通过中断切换次序而减小，仅当储存电容器（CRP，CRN，CRQ，CRM）上的电压具有足够的压降，以使得它值得耗费切换必要开关所涉及的能量时才激活这些开关。可通过如下方式来检测电压压降：比较实际输出电压与一比较电压，等于也就是，电压小于目标一个等于可容许电压压降的量，以及，将所述比较的结果作为比较控制信号传送至开关控制器206中的控制逻辑252，以中断该排序。

在图32b中，示出充电泵输出电压VP输入至比较器256，其中输入至比较器256的充电泵输出电压VP与一个比较电压Vcomp进行比较，该比较电压Vcomp选自多输入、多输出的多路器258的多个比较电压（VenvP，Vref1，Vref2，VV/2-50mV，VV/4.2）输入中的一个。比较器输出信号Vco被输入至所示出的控制逻辑块中的一个合适逻辑。这个控制逻辑块252可经由标注为“Stop”的输入来命令该定序器停止排序。

可通过等效装置执行该比较。例如，可通过差分放大器级（未示出）来生成差值电压，该差值电压代表标称输出电压和实际输出电压之间的差，该差值电压可与代表类似于比较器256的比较器可允许的压降的参考进行比较。

类似地，这两个输出电压之间的差值输出电压，例如，VP-VN，可通过差分放大器级（未示出）来生成，该差值电压与一个阈值电压进行比较。

在任一情形中，该差值电压的生成可包括某一低通滤波以平滑掉切换尖峰，或者可包括某一高通滤波，以使得该比较对压降的斜率（slope）中的任何增大都灵敏，从而试图预料负载中的任何增大。

上文所描述的充电泵电路的标称输出电压是输入供应电压的一个有理分数，或者可能地不合适，或者是输入供应电压的倍数，从而比较电压Vcomp可被设置为略微低于供应电压的该分数，例如标注为“VV/2-50mV”或“VV/4.2”的自释性多路器输入。替代地，该比较电压Vcomp可被设置成一个绝对值，例如标注为Vref1和Vref2的多路器输入，可能地从独立于供应的电压参考（例如带隙电压参考）得出，尤其是如果最大放大器输出信号按照绝对电压被明确限定，而非自身是供应电压的一个分数。

该比较电压Vcomp可以是固定的，或者在使用时可被改变，例如根据所选定的充电泵的输出电压，例如通过更改多路器连接的控制逻辑，或者所接收的参考电压的某一其他更改。

该比较电压Vcomp可以是可变的，例如基于图32b中所示出的包络检测器的输出Venv。如果输入音频信号212变小，则储存电容器将被允许放电至一个同样小的值或者某一最小动态余量电压，之后被再充电，从而节省了切换能量。

每一储存电容器电压（VQ，VP，VN，VM）可相对于对应的比较电压被独立监控。示出充电泵输出电压VN输入至第二比较器260，以生成供控制逻辑块252使用的第二比较器输出信号Vco2。为方便起见，如所示出的，VN可被反相，之后输入比较器260，这方便地允许如果期望的是对称响应，则一个共同的比较电压被两个比较器使用。

然后，开关控制器206中的合适的逻辑可从Vco和Vco2确定哪个储存电容器或哪些储存电容器需要再充电，从而可相应地调制切换次序，进而有效地处理非对称负载。控制逻辑252输入控制信号PP和PN，该控制信号PP和PN指示定序器优先考虑那些会分别为储存电容器CRP或CRN再充电的切换状态。如果任何一个储存电容器都不需要再充电，则可中断切换次序，即停止，直至储存电容器（CRP，CRN，CRQ，CRM）中的一个上的电压的压降确实足以值得耗费为其再充电所需要的切换能量。

如果充电泵控制210中的包络检测器提供了对输入信号212的幅值的指示，则该共同的幅值信号Venv可被用于正充电泵输出电压VP和负充电泵输出电压VN。如果包络检测器提供对输入信号的正包络和负包络的单独指示，示出为VenvP和VenvN，则用于正充电泵输出电压和负充电泵输出电压的比较电压可被独立控制，并且可不再被平衡在地附近，尤其如果输入信号212是非对称的。换句话说，至少在一些时间，实际的双极性输出电压可以是非对称的，纵然在充电泵操作模式的标称双极性电压是对称的情况下。

图32c示出了一个输入信号波形以及相应的包络，以及针对该情形的充电泵输出电压波形。该正包络VenvP跟随信号的快速正斜坡，但是在峰值之后仅缓慢地衰减，直至到达下一个较小的峰值。负包络VenvN衰减至一个预设的最小值，直至信号变得相当负。这些包络还从输入信号移位一个预定的动态余量容差。随着每次VP衰减降至包络VenvP储存电容器CRP被再充电，充电泵输出电压VP跳起，之后以依赖于信号幅度（即，依赖于负载电流）的速率衰减降回至包络VenvP。因而，当VP为正斜坡时，存在频繁的再充电事件，但是当VP为负斜坡时（具体地，当信号减小至零附近或者负时），再充电事件相对少。（即使对于负信号，仍可从CRP取得某一电流，从而为放大器输出级的元件供电。）类似地，仅当相应的信号和包络VenvN为负斜坡时，CRN被频繁地再充电。

在最大的再充电速率处，输出电压可上升至接近于所采用的一组状态（即，模式）的标称输出电压。例如，该最大充电泵输出电压可以是+/-VV/2。为了允许偶然突发的较大信号，或者为了在信号在一个时间段变小时增大效率，可更改可用的该组状态（即，充电泵的基本操作模式），例如根据基于检测到的包络的控制信号CPC。例如，大的包络可导致将模式改变为一种能够生成+/-VV的模式，或者小的包络可导致将模式改变为一种能够生成至多+/-VV/4的模式。在这种情形中，充电泵的操作将受到前馈控制信号和反馈控制信号二者的影响。

因而，开关控制器206可基于经由从充电泵输出电压所得出的一个比较控制信号或多个比较控制信号的反馈，来控制开关矩阵204，从而调制充电泵202的操作参数。因而，开关控制器206可基于经由充电泵控制器210前馈的控制信号，或者可基于经由与充电泵输出电压的比较反馈的控制信号，来控制开关矩阵204。开关控制器206可基于反馈控制信号或前馈控制信号（包括使用这两种组合的可能性）来控制开关矩阵204，从而调制充电泵202的操作参数。

开关控制器206还可基于反馈控制信号或前馈控制信号来控制开关矩阵204，以改变所使用的一些或者全部开关的尺寸，从而在大负载时最小化供应压降，而在小负载时，减小每一开关转变所要求的能量。可通过激活或者不激活开关的平行元件（例如，MOS开关的平行段）的切换来改变有效的开关尺寸（在MOS晶体管开关的情形中，W/L）。通过示出定序器具有逻辑输入“As”以指示期望大的开关还是小的开关，以及，例如控制每一开关（例如，MOS开关）S1的对应部分的S1A和S1B的两个控制线，图32c示出了这种可能性。通常，S1A和S1B将通过相同的信号来驱动，当要求时，激活S1的这两个部分。但是如果控制逻辑252断言定序器的输入“As”，则可不激活相应于S1B的开关元件，从而减小S1的有效尺寸。其他开关例如Sn的有效尺寸可类似地经由类似的成对的控制线SnA和SnB而被控制。可通过相同的输入“As”来影响所有开关的尺寸，或者经由类似的输入单独地控制所有开关的尺寸，或者一些开关的尺寸可维持恒定。

开关控制器206还可基于反馈控制信号或前馈控制信号来控制开关矩阵204，以改变施加至输入时钟的边缘的高频抖动（dither）的幅值，该输入时钟控制切换阶段的定时。该高频抖动信号可被包括，从而在小负载时减小输出中的伪音调（spurioustone），但是在大负载时保持负载循环和输出阻抗，其中任何这样的音调将往往被所施加的信号（即，音频信号）随机化。可通过从控制逻辑输出至生成由定序器所使用的时钟CLK的时钟链中的某一电路的控制信号来控制该高频抖动。控制逻辑可调制一个因子N，时钟分频器254通过该因子N来对输入时钟CK分频，或者可通过某一更复杂的上游电路（未示出）来生成该高频抖动，例如通过已知技术使得该高频抖动频谱噪声成形（noiseshape）。

充电泵202的输出电流还可被监控，从而调制充电泵的操作参数，例如根据负载来改变充电泵202的切换频率。

在一个实施方案中，如果检测到高电流（指示连接低阻抗），则可推断是头戴式受话器的负载，在这种情形中，音量应当被限制以避免头戴式受话器或使用者过载，从而来自充电泵202的输出级供应电压（VP，VN）可被减小，或者如果在一时间段期间仅检测到低电流（指示仅连接高阻抗负载），则可假设是线路负载，在这种情形中，要求最大输出摆动以最大化信噪比，随后要求充电泵202输出相对高的供应电压同时输出负载电流相对低，或者该设备可被假设为由外部周边设备或附件（例如扩展坞）供电，线路输出连接至所述外部周边设备或附件，因此功率效率较不重要。

电流感测块可监控一个或多个开关两端的电压压降，例如开关矩阵204中的MOS开关的漏极-源极电压。在图32b的实施方案中，示出信号VsnsP和VsnsP从开关矩阵出现，代表矩阵的MOS开关的每一端子处的电压。然后，示出了通过比较器262将它们的差值与一个阈值信号进行比较，以生成供控制逻辑252使用的相应的逻辑信号，从而调制充电泵输出电压或其他操作参数。

电流还可通过输出驱动器放大器内的电路来感测。可能地，这还可用于诸如检测驱动器放大器输出上对地的短路的功能。在该情形中，感测电流或者从该感测电流得出的指示过量电流的逻辑信号可被传输至充电泵控制210而非控制逻辑252，或者除了传输至控制逻辑252之外可被传输至充电泵控制210。这在图32b中通过输入至充电泵控制的输出状态检测信号来示出。这样的输出状态检测信号还可接收自其他源，例如接收自用于将驱动器放大器连接至负载的输出插头插孔上的插头检测触点。

尽管图32中所示的***仅示出了来自信号路径块214的单个输出路径，但是应理解，图32的***可通过提供具有合适控制的附加的信号路径块214’（未示出）来适配用于立体声输出。实际上，假定左通道和右通道可能相关，则不值得耗费供应具有独立输出的两个充电泵，所以相应于最大需求的共同控制将被施加至一个公用充电泵。通常，多个通道，例如环绕声格式，诸如2.1、5.1或7.1，可共享具有充电泵控制信号的合适组合的一个共同的充电泵。

如上文所陈述的，供应至充电泵控制块210的控制数据可包括启动/关断命令。这些可经由开关控制器206来施加，以更改切换阶段的次序或持续时间或者所使用的开关的有效尺寸或电阻（例如，通过调制施加至MOS开关的门驱动电压）。

控制数据还可包括一些命令，以忽略任何包络检测或音量控制数据，以及直接控制开关控制器206的设置，例如可能地在***启动期间设置一个固定的充电泵步降比例，或者在输出信号是已知的（例如是一个固定的幅度音调）时允许包络检测器掉电。该控制数据可源自某一传感器，可能地源自一个机械开关或某一接近检测器，该接近检测器检测移动设备何时被连接至扩展坞。负载可以已知为线路负载，因此优选地输出信号将被增大，以最大化信噪比，且在任何情形中，该设备可从扩展坞供电，使得输出级效率不再如此重要。因而，可通过硬件或软件来设置控制数据，以禁用和忽略任何包络检测电路。

尽管图32b示出的电路实现了对反馈信号的所有各种响应，但是可能地，一个具体的实施方案将仅要求这些响应的子集，从而该电路可被简化，例如通过一个简单的硬线参考电压连接来替换多路器以及其参考电压输入的大部分。

开关矩阵204中的开关可被实施作为MOS开关。具体地，例如S1BVM和S2BVN之类的开关可被实施作为NMOS开关。图33示出了一个NMOS开关的剖视图。

在操作时，NMOS的源极、漏极会经受负电压VM、VN。如果这些电压中的任一个比p衬底更负，则结将前向偏置，且将节点钳制为从衬底电压下降的二极管。还存在一个可能的锁定以及将电荷注入到不期望的节点中，例如经由寄生npn行动（action）。为避免此，衬底可被连接至芯片上最负的电压，可能地VM或VN。然而，这将更改芯片上每一NMOS的阈值电压，随着VN改变而改变，并且耦合芯片的VN上的任何噪声。此外，在VM或VN偶尔为最负的配置中，还将有必要选择地将衬底连接至VN、VM中较负的一个。

为了避免此，并且为了允许对于电路的其余部分衬底为地，可使用深阱（deep-well）（或“三重阱（triple-well）”）选项来绝缘VM和VN开关下方的衬底，所述深阱（或“三重阱”）可利用现代集成电路制造工艺提供。图34示出了配置有对应的主体连接的VM和VN。横向n阱和下方的深n阱植入物使这些区域绝缘。如果V阱是芯片上最正的电位，则到这些阱的结不能够最终前向偏置。

类似地，在放大器内部还存在从会需要类似的NMOS主体连接的VM和VN供电的NMOS。图35示出了一个NMOS输出级。如果VB是常数，则存在一个类别A的源极跟随器，或者可通过A上的输入信号来调制MN2门电压，以实施一个类别AB的输出级。在该情形中，MN2的p主体在VN处偏置，所以环绕的n阱可被偏置在地处，不具有前向偏置的风险。然而，MN1的p主体被连接至Vout，Vout可被拉高至VP附近，因此环绕该p主体的n阱需要被偏置至VP（或者更高）。

图36示出了一个COMS输出级，再次可能地在A和B之间具有键合（linkage），以给出一个类别AB的输出级。如果PMOS阱与绝缘n阱都连接至VP，则PMOS阱可与绝缘n阱联合（参看图，标注为A），或者如果MN2绝缘阱连接至例如VG，则PMOS阱与绝缘n阱分立（参看图，标注为B）。

普通技术人员将明了，尽管上文仅仅描述了十八种操作模式，但是在不背离本发明的范围的前提下，可基于本发明的开关矩阵提供用于每一操作模式中的各个阶段的各种其他操作模式和各种其他切换次序。

上文的描述总体涉及切换路径，应当理解，每一切换路径可包含单个开关。替代地，每一切换路径可根据期望包含任何数目的分立开关，从而有效地管理每一切换路径两端的电压应力。

可通过硬线逻辑来控制充电泵的电路。但是随着更便宜、更快速的处理变得可用，可能期望的是，在加载有合适的软件算法的通用DSP硬件中实施一些功能，例如包络检测。

切换路径可使用替代的切换结构，例如MEMS中继。

可能方便的是，出于物理布局原因或出于供应噪声管理原因，提供多于一个的物理端子（例如，封装管脚、引线或锡球）用于输入供应和地，或者可能地充电泵输出节点，其中在使用时，考虑的端子在底层衬底或印刷电路板上被连接在一起。然后，这些端子将构成单个节点。在一些情形中，所述连接可与该集成电路相距某一距离，从而为印刷电路板提供一个星形地联接点，但是仍构成单个节点。

上述实施方案使用两个飞跨电容器和相关联的开关矩阵或开关的网络。在其他实施方案中，所描述的充电泵可构成更大的开关的网络的一部分，或者使用多于两个飞跨电容器，例如生成其他电压。然而，如果这些附加的切换路径或飞跨电容器被移除，则剩余的电路仍可按上述实施方案所描述的那样***作。

上文所描述的实施方案中的电容器和输出上的电压的极性已假设为将一个正的输入供应电压VV（或VW）施加至充电泵。通过负的输入供应电压，通过随后对电压的极性进行调节，等效的电路和操作也是可能的。

总之，本发明的实施方案提供了来自充电泵的一对双极性输出电压，充电泵是低功率、低成本的充电泵，尤其适合于蓄电池供电设备。所描述的实施方案还可适用于更高功率的放大器，其中驱动器上的减小的功率耗散而非消耗是问题，音频赝象的消除或至少最小化是关键的。

尽管上文关于音频放大器描述了本发明，但是如普通技术人员将明了，本发明还可适用于其他***，尤其是那些加载有类似频率的信号的那些驱动，例如触觉换能器驱动和超声驱动器。

Claims

1.一种充电泵电路，包括：

一个输入节点(VV)和一个参考节点(VG)，用于连接至一个输入电压；

第一对输出节点(VP，VN)和第二对输出节点(VQ，VM)；

两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)，即第一对飞跨电容器节点和第二对飞跨电容器节点；

一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及

一个控制器，可操作以当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器(CF1，CF2)一起使用时，控制所述切换路径的网络，以在所述第一对输出节点(VP，VN)提供第一双极性输出电压，以及在所述第二对输出节点(VQ，VM)提供第二双极性输出电压，所述两个飞跨电容器(CF1，CF2)即为第一飞跨电容器和第二飞跨电容器。

2.根据权利要求1所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压可操作为一个选择地可变的双极性输出电压，以及所述第二双极性输出电压可操作为一个固定的双极性电压。

3.根据权利要求1所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压可操作为一个选择地可变的第一双极性输出电压，以及所述第二双极性输出电压可操作为一个选择地可变的第二双极性输出电压。

4.根据任一项前述权利要求所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/6，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

5.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-(3/2)*VV，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

6.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器(CF2)两端的电压是VV/4，以及所述第二飞跨电容器(CF1)两端的电压是VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

7.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-3VV，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

8.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4，以及所述第二双极性输出电压是+/-2VV，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

9.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器(CF2)两端的电压是VV/3，以及所述第二飞跨电容器(CF1)两端的电压是VV/3，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

10.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/3，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

11.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/6，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

12.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一飞跨电容器(CF2)两端的电压是VV/5，以及所述第二飞跨电容器(CF1)两端的电压是(3/5)*VV，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

13.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

14.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/5，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

15.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6中的一个，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

16.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

17.根据权利要求2所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而将+/-VV/2提供作为所述固定的双极性输出电压，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

18.根据权利要求17所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供两种或更多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4或+/-VV/6的双极性输出电压。

19.根据权利要求2所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而将+/-VV提供作为所述固定的双极性输出电压，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

20.根据权利要求19所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供两种或更多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压。

21.根据权利要求3所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而将所述可变的第二双极性输出电压选择地提供为+/-VV或+/-VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

22.根据权利要求21所述的充电泵电路，其中：

当所述可变的第二双极性输出电压是+/-VV时，所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供一种或多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压；以及

当所述可变的第二双极性输出电压是+/-VV/2时，所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供一种或多种模式，每一模式中的所述可变的双极性输出电压相应于+/-2VV、+/-(3/2)*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/4、+/-VV/6的双极性输出电压。

23.根据权利要求1-3中的一项所述的充电泵电路，其中：

所述第一对输出节点(VP，VN)包括第一输出节点(VP)和第二输出节点(VN)；

所述第二对输出节点(VQ，VM)包括第三输出节点(VQ)和第四输出节点(VM)；

所述第一对飞跨电容器节点包括第一飞跨电容器节点(CF2A)和第二飞跨电容器节点(CF2B)；

所述第二对飞跨电容器节点包括第三飞跨电容器节点(CF1A)和第四飞跨电容器节点(CF1B)；以及，其中在使用时，

所述第一飞跨电容器(CF2)连接至所述第一飞跨电容器节点(CF2A)和所述第二飞跨电容器节点(CF2B)，以及所述第二飞跨电容器(CF1)连接至所述第三飞跨电容器节点(CF1A)和所述第四飞跨电容器节点(CF1B)；

第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，第二储存电容器(CRN)连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间，第三储存电容器(CRQ)连接在所述第三输出节点(VQ)和所述参考节点(VG)之间，以及第四储存电容器(CRM)连接在所述参考节点(VG)和所述第四输出节点(VM)之间。

24.根据权利要求23所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得

在第一切换状态中，所述第一飞跨电容器(CF2)、所述第二飞跨电容器(CF1)和所述第一储存电容器(CRP)串联连接在所述输入节点(VV)和所述参考节点(VG)之间，串联连接的所述第一飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)与所述第三储存电容器(CRQ)还并联连接在所述第三输出节点(VQ)和所述参考节点(VG)之间，以及所述第二飞跨电容器(CF1)和所述第三储存电容器(CRQ)串联连接在所述输入节点(VV)和所述参考节点(VG)之间。

25.根据权利要求24所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出电压是+/-VV/4，以及所述第二双极性输出电压是+/-VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

26.根据权利要求24所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得

在第二切换状态中，所述第一飞跨电容器(CF2)和所述第二储存电容器(CRN)串联连接，以及所述第二飞跨电容器(CF1)与串联连接的所述第一飞跨电容器(CF2)和所述第二储存电容器(CRN)并联连接。

27.根据权利要求24所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得所述第一双极性输出是+/-VV/6，以及所述第二双极性输出是+/-VV/2，其中VV是所述充电泵电路的输入供应电压。

28.根据权利要求1所述的充电泵电路，其中至少一个输出电压(VP，VN，VQ，VM)或者任何两个输出电压的电压差与一个阈值电平进行比较。

29.根据权利要求28所述的充电泵电路，其中所述阈值电平独立于所述输入电压。

30.根据权利要求23所述的充电泵电路，其中当使用时，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，第二储存电容器(CRN)连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间，第三储存电容器(CRQ)连接在所述第一输出节点(VQ)和所述参考节点(VG)之间，第四储存电容器(CRM)连接在所述参考节点(VG)和所述第四输出节点(VM)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得当第一输出(VP)的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器(CRP)被再充电，当第二输出(VN)的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器(CRN)被再充电，当第三输出(VQ)的幅值小于第三阈值时，所述第三储存电容器(CRQ)被再充电，以及当第四输出(VM)的幅值小于第四阈值时，所述第四储存电容器(CRM)被再充电。

31.一种音频输出链，被布置以接收一个输入音频信号以及处理所述音频信号，从而驱动一个负载，所述负载包括下列中的至少一个：头戴式受话器、扬声器、线路负载、触觉换能器、压电换能器、超声换能器，其中所述音频输出链包括根据权利要求23所述的充电泵电路。

32.根据权利要求31所述的音频输出链，其中所述控制器可操作以依赖于所述充电泵的输出中的至少一个与一个阈值电平的比较，来控制开关的网络的切换次序。

33.根据权利要求32所述的音频输出链，其中所述阈值电平独立于所述输入电压(VV)。

34.根据权利要求32或33所述的音频输出链，还包括一个充电泵控制器(210)，其中所述充电泵控制器(210)可操作以接收一个控制信号(208)，所述阈值电平依赖于所述控制信号(208)。

35.根据权利要求34所述的音频输出链，其中所述控制信号(208)是一个增益信号或音量信号。

36.根据权利要求32或33所述的音频输出链，其中当使用时，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，第二储存电容器(CRN)连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得当第一输出(VP)的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器(CRP)被再充电，以及当第二输出(VN)的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器(CRN)被再充电。

37.根据权利要求36所述的音频输出链，其中当使用时，第三储存电容器(CRQ)连接在所述第一输出节点(VQ)和所述参考节点(VG)之间，第四储存电容器(CRM)连接在所述参考节点(VG)和所述第四输出节点(VM)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出(VP)的幅值小于所述第一阈值时，第一储存电容器(CRP)被再充电，当所述第二输出(VN)的幅值小于所述第二阈值时，所述第二储存电容器(CRN)被再充电，当第三输出(VQ)的幅值小于第三阈值时，所述第三储存电容器(CRQ)被再充电，以及，当第四输出(VM)的幅值小于第四阈值时，所述第四储存电容器(CRM)被再充电。

38.根据权利要求34所述的音频输出链，其中所述充电泵控制器(210)可操作以接收所述输入音频信号(212)，以及其中所述阈值电平依赖于所述输入音频信号(212)。

39.一种集成电路，包括根据权利要求1至30中任一项所述的充电泵电路。

40.一种音频设备，包括根据前述权利要求1至30中任一项权利要求所述的充电泵电路。

41.一种设备，如权利要求40所要求的，其中所述设备是下列中的至少一种：蓄电池供电设备、便携式设备、个人音频设备、个人视频设备；移动电话、个人数字助理、游戏设备、便携式计算设备、膝上型电脑，以及卫星导航***。

42.一种控制充电泵电路以生成双极性输出电压的方法，所述充电泵电路包括：一个输入节点(VV)和一个参考节点(VG)，用于连接至一个输入电压；第一对输出节点(VP，VN)和第二对输出节点(VQ，VM)；两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)；以及，一个切换路径的网络，用于互连所述节点；所述方法包括下列步骤：

当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器(CF1，CF2)一起使用时，控制所述切换路径的网络，以在所述第一对输出节点(VP，VN)提供第一双极性输出电压，以及在所述第二对输出节点(VQ，VM)提供第二双极性输出电压。