CN103368051A - 一种用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动*** - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动***，包括半导体激光器泵浦、输入电压源、开关电源、精密取样电阻、基准电压源、差动放大器、保护电路、温度控制电路和功率MOS管，输入电压源为开关电源提供输入电压；开关电源将接收到的输入电压进行转换从而为MOS管提供输入电压；保护电路包括限流保护模块、延时软启动保护模块和防浪涌保护模块；温度控制电路包括温度采集电路、温度控制电路和半导体制冷器驱动电路,通过温度采集电路对所述半导体激光器泵浦的工作温度进行采样，通过温度控制电路做出判断是否让所述半导体制冷器驱动电路工作，使其为半导体激光器泵浦制冷或者制热,并将实测温度和设置温度由温度控制电路显示。

Description

一种用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动***

技术领域

本发明涉及光纤激光器。具体而言，本发明涉及了一种泵浦半导体激光器的驱动***。

背景技术

双包层泵浦光纤激光器具有电光转换效率高、体积小、寿命长、光束质量好等优点，在光通信、高精度激光加工、激光医疗以及军事等领域有着广泛的应用。泵浦源是光纤激光器重要的组成结构，为光信号的放大提供能量。泵浦源性能对光纤激光器影响很大，例如泵浦效率、泵浦光带宽、泵浦源的寿命、尺寸和价格等都直接影响最终器件的性能。与其他激光光源相比，半导体激光器作为泵浦源有很多优点：电-光转换效率高、输出激光波段范围广，使用寿命长、可靠性高、体积小、质量轻、价格便宜、耗电省、具有直接调制能力等。光纤激光器泵浦源一般是大功率的半导体激光器，要求驱动电源能输出足够大的电流。同时半导体激光器是靠注入电流而工作的，是一种电流敏感器件，驱动电流的很小波动不仅会产生激光强度噪声，还会使输出激光的波长光谱展宽，同时静电、高压、涌浪电流以及电网冲击等都会对半导体激光器造成永久性损坏，造成半导体激光器性能恶化，寿命减短。

目前，在国外，对半导体激光器驱动源的研究已经取得了不错的成果，特别是德国、英国、日本等国家，半导体激光器驱动源的研究技术已经非常成熟，达到了很高的水平，并且实现了商品化，但其价格比较昂贵。在国内，小功率的半导体激光器驱动电源已有成熟的商品，高重复频率大功率窄脉冲驱动电源发展不成熟，有些技术指标难以达到要求，因此对半导体激光器驱动电源继续进行研究，不断完善其性能指标，有十分重要的意义。

因此需要一种大功率、高稳定度、性能可高的用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动***。

发明内容

本发明的目的在于提供一种泵浦半导体激光驱动***，实现了半导体激光器抗电冲击、抗高温与电流波动方面的需求。

本发明提供了一种用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动***，包括半导体激光器泵浦、输入电压源、开关电源、精密取样电阻、基准电压源、差动放大器、保护电路、温度控制电路和功率MOS管，其中所述半导体激光器泵浦用于为光纤激光器提供泵浦输入；所述输入电压源为所述开关电源提供输入电压；所述开关电源将接收到的输入电压进行转换从而为所述MOS管提供输入电压；所述基准电压源提供的电压通过所述差动放大器处理后施加到所述MOS管的栅极，通过MOS管120的源极为所述半导体激光器泵浦提供电流，将所述半导体激光器泵浦的输出电流通过所述精密取样电阻取样并转换为电压信号，送入到所述差动放大器，从而对所述半导体激光器泵浦的输出电流进行负反馈闭环控制；所述保护电路包括限流保护模块、延时软启动保护模块和防浪涌保护模块；所述温度控制电路包括温度采集电路、温度控制电路和半导体制冷器驱动电路,通过所述温度采集电路对所述半导体激光器泵浦的工作温度进行采样，通过所述温度控制电路做出判断是否让所述半导体制冷器驱动电路工作，使其为所述半导体激光器泵浦制冷或者制热,并将实测温度和设置温度由所述温度控制电路显示。

优选地，所述输入电压源提供是24V的输入电压。

优选地，所述开关电源包括MOS管、电感、续流二极管、电容和负载电阻，实现直流电压转换。

优选地，所述精密取样电阻、基准电压源、差动放大器和MOS管构成了为所述半导体激光器泵浦提供恒定输入电流的恒流驱动电源。

优选地，所述限流保护模块包括差动运算放大器A3、A4和A5，增强型N沟道大功率MOS管Q1和Q2，取样电阻Rs以及反馈电阻R1和R2。

优选地，所述温度控制电路包括单片机和温度设定/显示电路。

优选地，所述温度设定/显示电路为数码管。

优选地，所述半导体制冷驱动电路包括TEC驱动电路和TEC。

优选地，所述TEC是由P型和N型半导体材料组成的半导体热电偶。

优选地，所述温度采集电路采用外部电源供电。

应当理解，前述大体的描述和后续详尽的描述均为示例性说明和解释，并不应当用作对本发明所要求保护内容的限制。

附图说明

结合附图详细描述了本发明的上述和其他方面，附图中：

图1为根据本发明的泵浦半导体激光器的驱动***整体结构图；

图2为根据本发明的降压型DC-DC开关电源电路图；

图3为根据本发明的开关电源的电路工作波形图；

图4为根据本发明的恒流源基本电路图；

图5为根据本发明的限流保护模块的电路图；

图6为根据本发明的延时软启动保护模块的电路图；

图7为根据本发明的防浪涌保护模块的电路图；

图8为根据本发明的温度控制电路的电路图；

图9为根据本发明的温度采集电路的电路图；

图10为根据本发明的温度设定/显示电路的电路图；

图11为根据本发明的TEC驱动电路的线性模式驱动电路图；

图12a-12c为根据本发明的TEC驱动电路的开关模式驱动电路图。

在下文中，将参考附图描述本发明的实施例。在附图中，相同的附图标记代表相同或类似的部件，或者相同或类似的步骤。

具体实施方式

通过参考示范性实施例，本发明的目的和功能以及用于实现这些目的和功能的方法将得以阐明。然而，本发明并不受限于以下所公开的示范性实施例；可以通过不同形式来对其加以实现。说明书的实质仅仅是帮助相关领域技术人员综合理解本发明的具体细节。

本发明采用了大功率MOS管为调整管，利用集成运放的深度负反馈工作状态实现恒流输出，并采用了限流保护、延时软启动、防浪涌等措施来优化其驱动性能。经试验验证，本发明的***稳定度高、实时性好，可以用于光纤激光器泵浦。

总体方案

根据本发明的泵浦半导体激光器的驱动***整体结构如图1所示。泵浦半导体激光器驱动***100包括半导体激光器（Laser Diode）泵浦101、输入电压源102、开关电源103、精密取样电阻104、基准电压源105、差动放大器106、保护电路107、温度控制电路111和MOS管120。

其中,半导体激光器泵浦101作为***100的核心部分作为光纤激光器（图中未示出）提供泵浦输入。精密取样电阻104、基准电压源105、差动放大器106和MOS管120构成了为LD泵浦101提供恒定输入电流的恒流驱动电源。输入电压源102为开关电源103提供输入电压，开关电源103将输入电压进行转换从而为恒流驱动电源中的MOS管120提供输入电压。为了防止的过大的电压降在MOS管120上，增加其功耗，需要设计DC-DC电源，将输入电压源提供的电压转化成合适的电压。由于开关电源的优点，因此本发明选择开关电源103完成这一电压的转换。

在根据本发明的恒流驱动电源中，基准电压源105由具有高稳定度的电压源提供，通过差动放大器106处理后的电压施加到功率MOS管120的栅极，通过MOS管120的源极为LD泵浦101提供电流。功率MOS管120是非线性的电压-电流转换器件，这样就构成了LD泵浦100的压控电流源。为了提高LD泵浦101的输出电流稳定度，将LD泵浦101的输出电流通过精密取样电阻104对输出电流取样并转换为电压信号。取样后的电压送入到差动放大器106的反相输入端，对LD泵浦101的输出电流进行负反馈闭环控制。负反馈控制提高了LD泵浦101的输出电流的稳定度，同时使基准电压源105和LD泵浦101的输出电流呈线性关系。

由于半导体激光器抗电学冲击能力差，因此根据本发明的驱动***100还包括保护电路107，以防止某些电学过程对半导体激光器的损伤。保护电路107由限流保护模块1071、延时软启动保护模块1072和防浪涌保护模块1073组成。

正常工作时，半导体激光器泵浦101的功率较大，所以热耗很大。若没有很好的散热***，就会使半导体激光器的温度急剧升高，性能变差，寿命急剧下降。同时温度的变化也会使半导体激光器泵浦101输出激光的中心波长发生变化，在电流恒定的情况下，温度每升高1℃，激光波长将增加大约0.2-0.3nm。为此，在根据本发明的半导体激光器的驱动***中，提供了相应的温度控制电路。温度控制电路111对LD泵浦101的工作温度进行采样，然后通过单片机做出判断是否让半导体制冷器（TEC）工作，使其为半导体激光器泵浦101制冷或者制热。实测温度和设置温度由温度控制电路中的显示电路显示。

各部分电路设计及实现

1开关电源

由于根据本发明的输入电压源优选提供的是24V的输入电压，为了防止在MOS管120上出现过大的管压降，本发明提供了用于实现直流电压转换（DC-DC）的开关电源103。DC-DC变换是将一种直流电变换为另一种直流电的过程。根据本发明，选取降压型DC-DC开关电源，其电路如图2所示。

根据本发明的开关电源103包括MOS管V_T、电感L、续流二极管V_D、电容C21和负载电阻R_L，其连接关系如图2所示。MOS管V_T相当于开关管，控制信号控制其通断。当开关管V_T导通时，电感L中的电流逐渐增加，从而为电容C21充电，使得电容C21两端的电压也逐渐增加，电感L和电容C21开始储存能量。此时续流二极管V_D加反向电压，不导通。电感L上流过的电流全部流入负载电阻R_L，输出电流为：

$I_0=I_L=\frac{1}{L}\∫(U_i-U_0)\mathrm{dt}---\left(1\right)$

忽略输入和输出电压的变化，可得：

$I_0=I_L=\frac{U_i-U_0}{L}t+I_1---\left(2\right)$

其中，I₁为开关管V_T导通前流过电感L的电流。可以看出开关V_T导通时，在电感线圈L未饱和的情况下，输出电流是线性增加的。

当控制信号使开关管V_T关断时，电感L两端的电压正负变得与开关管V_T导通时相反，使续流二极管V_D导通，电感L中贮存的能量通过续流二极管V_D传输到负载电阻R_L，同时电容C21也开始通过负载电阻R_L放电。若续流二极管V_D的导通压降忽略不计，电感L两端电压大小等于负载电阻R_L上的电压大小，即：

$I_0=I_L=-\frac{1}{L}\∫U_L\mathrm{dt}=-\frac{1}{L}\∫U_0\mathrm{dt}---\left(3\right)$

输入电压保持不变，可得

$I_0=I_L=\frac{-U_0}{L}t+I_2---\left(4\right)$

其中，I₂为开关管V_T断开前流过电感L的电流。可以看出开关管V_T关断时，输出电流是线性减小的。

根据本发明的开关电源103的工作波形如图3所示。该波形图是在忽略输出电压变化的情况下得出的。在实际工作电路中，由于电容C21处于放电状态下，因此输出电压是有微小变化的。图3反映了根据本发明的降压型开关电源103的输出电流的变化趋势。根据本发明的优选方案，开关电源103具有以下参数：

最大输出电流：12A；

最高输入电压：5-32V；

输出电压：Adj(0.8V)可调；

振动频率：300kHz；

转换效率：85%～95%（不同电压输出时的效率不同）；

控制方式：PWM控制方式；

工作温度范围：-40℃～+125℃。

根据本发明的开关电源103只需极少的***器件便可构成高效稳压电路，并带有热关断及输出短路保护功能，能够抑制输入电源的开关噪声，并能实现开关信号的迟滞功能。

2恒流驱动电源

如图1所示，根据本发明的恒流驱动电源包括精密取样电阻104、基准电压源105、差动放大器106和MOS管120，为LD泵浦101提供恒流输入。恒流驱动电源的基本电路如图4所示。如图4所示，基准电压源105输出的高精度、高稳定的基准电压Vr通过差动放大器的同相输入端A1加载到功率MOS管120（V_T）的栅极，控制MOS管V_T的导通程度，MOS管V_T输出相应的电流Io，功率MOS管V_T的漏极连接来自开关电源130输出的电压Vcc。通过精密取样电阻104（Rs）对输出电流Io取样，转换为电压信号后将取样电压送入到差动放大器的反相输入端A2，经反馈网络电阻R1与R2与同相输入端A1的电压进行比较，对输出电压进行调整，进而对MOS管V_T的输出电流Io进行调整，使整个闭环***处于动态的平衡中，实现恒流输出。这样实现了对输出电流Io进行负反馈闭环控制。

负反馈是将***的输出返回到输入端，使输出起到与输入相反的作用，进而影响***功能，使***输出与***目标的误差减小，***趋于稳定。当基准电压Vr增加或者由于供电电源Vcc的不稳定性使输出电流Io增加，会使取样电压增加，取样电压送入差动放大器106的反相输入端A2，会使差动放大器106输出的电压减小，使得MOS管VT的导通程度降低，进而使最终的输出电流Io变小，因此负反馈电路能够稳定输出电流。通过负反馈控制，提高了输出电流的稳定度，同时使基准电压和输出电流呈线性关系。根据本发明的差动放大器106优选采用具有高放大倍数、高输入电阻、低输出电阻、搞共模抑制比的集成运算放大器来实现。

根据“虚断”和“虚短”原理分析可得：

$V_f=\frac{I_0{R}_s(R_1+R_2)}{R_2},V_r=V_f---\left(5\right)$

所以输出电流与输入电压的关系为：

$I_0=\frac{V_r{R}_2}{R_s(R_1+R_2)}---\left(6\right)$

电路中基准电压Vr的变化来控制输出电流Io的变化，负反馈电路的增益倍数是反馈网络全部由无源电阻构成，因此增益倍数变得比较稳定。MOS管V_T是非线性器件，但这一问题由根据本发明的负反馈结构进行了改进，输出电流Io只受基准电压Vr的控制，并且输出-输入成线性关系。

理想情况下输出的电流与输入电压是线性关系，并且电流是稳定的。但是由于元器件的不稳定性，输出电流会有波动。电流的稳定性受基准电压Vr、取样电阻Rs和反馈网络R1和R2的影响。对I₀全微分得：

dI₀=a₁·dV_r-a₂·dR_s-a₃·dR₁+a₄·dR₂        （7）

$a_1=\frac{R_2}{R_s(R_1+R_2)},a_2=\frac{R_2{V}_r}{{R_s}^2(R_1+R_2)},a_3=\frac{R_2{V}_r}{R_s{(R_1+R_2)}^2},a_4=\frac{R_1{V}_r}{R_s{(R_1+R_2)}^2}---\left(8\right)$

其中，a₁、a₂、a₃、a₄分别表示基准电压Vr、取样电阻Rs、负反馈网络中R₁和R₂对电流稳定性的影响。根据电阻实际取值，a₁和a₂的值远大于a₃和a₄，所以输出电流的稳定性主要取决于取样电阻Rs的温漂和基准电压Vr的稳定性。增加取样电阻Rs的值可以减小其温漂带来的影响,但是阻值增加会使取样电阻Rs消耗的能量急剧增加，所以要选择合适的取样电阻。优选地，取样电阻Rs的电阻值为50mΩ±0.5%；温度系数为±50PPM/℃；额定功率为35W。

由上述可知，设计电路中的关键元件直接影响着最终电路的性能参数及寿命，因此需要合理选择调整管、取样电阻、运算放大器、基准电压源等元器件，减少因元器件选用不当而导致的电路性能参数下降。根据本发明的优选实施方式，功率MOS管120是增强型N沟道功率MOSFET。N沟道增强型的MOSFET是利用半导体表面的电场效应进行工作的，栅极不导电，输入电阻比较大，最高可达1015Ω。根据本发明的功率MOS管120的优选性能参数如下：

最大漏极电流：150A；

漏极与源极之间的最大电压：30V；

最大导通电阻：3.8mΩ；

开启电压：2.3V；

25°C时漏极的最大功耗：140W；

漏极功率的线性降低因数：0.96W/°C；

运行温度范围：-55°C－+175°C；

结－壳热阻R_jc：1.04°C/W；

封装：TO-220,可用散热片进行散热。

根据本发明的基准电压源105可采用齐纳二极管来实现，温度系数小于1ppm，动态阻抗为0.2Ω，在宽的工作电流范围内保持基准电压和温度系数基本不变，具有极低的噪声和极好的长期稳定性（20ppm/年）。

根据本发明的恒流驱动电源具有以下的特性:

供电电源电压范围：3-30V；

开环增益：100db；

共模抑制比：80db；

输入偏置电流：5nA；

输入失调电流：45nA；

输入失调电压：2mV；

25°C时功耗，N封装：1420mW；F封装：1190mW；D封装：1040mW；

单位增益带宽:1M HZ。

3保护电路

保护电路107由限流保护模块1071、延时软启动保护模块1072和防浪涌保护模块1073组成，以防止某些电学过程对半导体激光器的损伤。

（1）限流保护电路

由于半导体激光器对于电冲击的承受能力比较差，因此当注入半导体激光器的电流超过最大工作电流时，将导致半导体激光器不可修复的损坏，而在使用过程中，可能由于误操作等原因使设置的工作电流超过激光器允许的电流范围，因此根据本发明的限流保护模块1071提供了限流保护功能。当设置的工作电流小于限制电流时，输出设置的电流；当设置的工作电流超过限制电流时，电流源的输出电流将不会随着设置电流的增加而增大，而是被钳制在限制电流的大小。

根据本发明的限流保护模块1071的电路结构图如图5所示。限流保护模块1071包括三个差动运算放大器A3、A4和A5，增强型N沟道大功率MOS管Q1和Q2，取样电阻Rs以及反馈电阻R1和R2。限制电压Vh和反馈电压Vf通过差动运算放大器A3共同作用控制着MOS管Q1的导通程度，设置的基准电压Vr和反馈电压Vf差动运算放大器A4共同作用控制着MOS管Q2的导通程度。

当基准电压Vr小于限制电压Vh时，由于差动运算放大器A4引入了负反馈，其反向端电压等于同向端电压,即Vr=Vf，差动运算放大器A3的反向端电压等于差动运算放大器A4的反向端电压,即Vh_=Vf=Vr＜Vh，所以集成差动运算放大器A3输出正电压，此时MOS管Q1导通，输出的电流大小由基准电压Vr控制；当基准电压Vr大于限制电压Vh时，则差动运算放大器A3的反向输入端电压将大于其正向端输入电压，差动运算放大器A3输出为低电平，MOS管Q1截止，从而使流过半导体激光器LD的电流为零，取样电阻Rs两端电压为0，此取样电压又使差动运算放大器A3的反相输入为零，差动运算放大器A3输出高电平，MOS管Q1导通，MOS管Q1和MOS管Q2串联，输出的工作电流不会随着Vr的增加再继续增加，此时输出的电流大小由限制电压Vh控制。

（2）延时软启动保护电路

如果半导体激光器两端突然加上阶跃电压，即使阶跃电压幅值很低，也会对激光器产生不良影响。因此有必要设计软启动保护电路，使电流源开机后，供电电流不是立即加到半导体激光器上，而是通过一定的启动时间，从零开始逐渐增大到设定的值，保证了半导体激光器不因电源开启时产生的电冲击而受到损坏。

根据本发明的延时软启动电路结构如图6所示。上电后，集成电路芯片U1（SE555）的2引脚输入为低电平，所以U1输出高电平，Q8处于导通状态，Q8的集电极的电压被钳制到0，使得Q7导通，并对电容C24快速充电，使N沟道场效应管Q6的栅极为高电平，此时Q6处于导通状态，导通后Q6的漏极电压为“0”，将跨导放大器的输入端钳制到“0”，这时即使电流预置信号不为0，也对输出不起作用；当C23充电达到2Vcc/3时，U1输出低电平，Q8处于截止状态,Q8的集电极的电压为+12V,使得Q7截止,电源不能对电容C24充电,电容C24和电阻R53构成放电回路，N沟道场效应管Q6栅极的电压逐渐减小，同时根据场效应管Q6工作在可变电阻区的特性，随着栅极电压的降低，导通电阻逐渐变大，直到场效应管Q6完全截止。当Q6完全截止后，跨导放大器的输入信号只由预置电流信号控制，与启动信号无关，所以跨导放大器输入端的电压是由“0”逐渐上升到预置值的。各元器件的优选值及部分元器件型号如图6所示。

因此，延时时间由U1输出高电平的时间决定。影响软启动时间的因素有：（1）由电容C23和电阻R47决定的时间常数T（T=R*C），时间常数越大，延时时间越长；（2）MOSFET Q6的输出特性曲线越平缓，延时时间越长,截止电压越小，延时时间越长。测试证明，所设计的电路可以避免激光器受到冲击，起到了保护作用。

（3）防浪涌保护电路

浪涌多发生在功率器件开通和关断的瞬间，因为这个瞬间电路会有很大电流流过或者电路中某个器件两端会有很大的电压。因此有必要设计防浪涌保护电路，防止浪涌冲击损坏半导体激光器。

防浪涌保护电路如图7所示。高电平使能信号通过电阻R对电容C充电，使增强型N沟道开关MOS管Q的栅极电压逐渐增加，Q的导电沟道逐渐增强，Q管的源极电位逐渐降低。当Q完全导通时，Q源极电位近似为0，二极管D1截止，这时电源的电压全部加在了继电器R上，继电器R开始工作，于是继电器R的常闭端K断开，驱动电流无法通过继电器R，全部注入半导体激光器LD。从驱动电源上电到半导体激光器接入电路，所经历的时间为：

$T=\mathrm{RC}\ln \frac{V_1}{V_1-V_{\mathrm{th}}}---\left(9\right)$

V₁为高电平使能信号的电压，V_th为开关MOS管Q的开启电压。可以看出，当继电器和开关管Q选定时，时间T完全由RC充电电路的元器件参数决定，因此可以改变RC的取值来行调整从驱动电源上电到半导体激光器接入电路所经历的时间。

试验结果及分析

电流稳定性是该电源的一个最重要指标。试验中用0.5Ω/200W电阻作为模拟负载，用数字电压表测量模拟负载两端电压，选择输出电流为1A时进行测试，测试时对模拟负载进行散热，把温漂的影响降到最低。根据电流稳定度的计算公式：稳定度=平均值/标准差，得到本发明的电流源的稳定度=1.366×10^-4，稳定度较高，符合设计要求。

恒流源加频率为1K占空比为50%的开关控制信号时，电源工作在脉冲状态下，模拟负载两端的电压波形显示电流没有过冲，上升时间为14.854μs,下降时间为1.777μs，速度较快，符合要求。

4．温度控制电路

根据本发明的温度控制电路111的原理如图8所示。温度控制电路111由温度采集电路801、温度控制电路802和半导体制冷器驱动电路803组成。其中，温度控制电路802包括单片机8021、温度设定/显示电路8022。半导体制冷驱动电路803包括TEC驱动电路8031和TEC8032。TEC即热电制冷器（Thermo Electric Cooler）。温度采集电路101采用温度传感器对LD泵浦101的工作温度采样，然后送入单片机8021，由单片机1021做出判断是否让TEC驱动电路8031工作，以便驱动TEC8032，使其为LD泵浦101制冷或者制热。实测温度和设置温度由温度设定/显示电路8022显示，温度设定/显示电路8022优选为数码管。

(1)温度采集电路

温度采集电路801采用温度传感器对LD泵浦101的工作温度进行采样。温度采集电路101采用外部电源供电,电路图如图9所示。根据本发明的温度采集电路801不需要加强上拉电阻，而且总线控制器不用在温度转换期间总保持高电平，这样在转换期间可以允许在单线总线上进行其他数据往来。温度高于100℃时，由于温度传感器表现出的漏电流比较大，使用寄生电源模式通讯可能无法进行，采用外部电源供电模式可以避免这种情况。如图9所示，GND引脚为接地引脚，DQ引脚为数据输入输出I/O引脚，V_CC为供电引脚。电阻R2的优选阻值为4.7k欧姆。

优选地，本发明的温度传感器采用的是美国DALLAS公司生产的数字式温度传感器DS18B20。DS18B20采用数字温度转换及输出，单总线数据通信，供电范围3.0V-5.5V，无需外部器件，可通过数据线供电，最高12位分辨率，精度可达土0.5摄氏度，12位分辨率时的最大工作周期为750毫秒，可选择寄生工作方式，检测温度范围为–55°C～+125°C，内置EEPROM，具有限温报警功能。

(2)温度控制电路

温度控制电路802由单片机8021和温度设定/显示电路8022组成。

温度设定/显示电路8022优选采用LED数码管显示，包括译码器、锁存器,及第一和第二数码管，电路图如图10所示。译码器控制第一和第二数码管的位选，即控制哪一个数码管亮。数码管选择的是共阴极的，提供高电平时发光二极管点亮，数码管上的ABCDEF以及小数点连接单片机的P0.0-P0.7输出。第一数码管显示设定的温度值，第二数码管显示实时测量的温度值。

(3)半导体制冷器驱动电路

半导体制冷驱动电路803包括TEC驱动电路8031和TEC8032。

TEC8032可以用于制冷，也可以用于加热。TEC8032是由P型和N型半导体材料组成的半导体热电偶。当接通直流电源时，电子由负极出发，经过P型半导体，流到了N型半导体，即从正的热电势区域流向了负的热电势区域，多余的能量以热量的形式放出。

TEC驱动电路8031可采用如下两种工作模式：线性模式和开关模式。线性驱动模式的工作效率低，功耗大，但是纹波比较小；开关驱动模式工作效率高，纹波较大。

TEC驱动电路8031的线性模式驱动电路如图11所示。控制电压Vi的正负决定流过TEC的电流方向,由此决定着TEC制冷还是制热。Vi的大小还决定着流过TEC的电流大小，并由负反馈来保持电流的稳定性。当Vi是正时，Q1和Q4导通，Q2和Q3截止，驱动TEC的电流为正，TEC开始制热；反之，当Vi为负值时，Q2和Q3导通，Q1和Q4截止，TEC获得反向的驱动电流，TEC开始制冷。在TEC线性驱动方式中，TEC的功耗与输入控制电压的平方以及TEC的阻抗成正比，电源效率较低。

TEC驱动电路8031的开关模式驱动电路如图12a-12c所示。控制信号Ui和三角波信号U_T分别连接比较器A3的正相输入端和反相输入端，当Ui>Ut时，比较器A3输出高电平，反之，比较器A3输出低电平。控制电压Ui的大小决定着比较器A3输出方波信号的占空比。

比较器输出低电平时间为： $T_L=\frac{U_i\·T}{T_{\mathrm{TTP}}}---\left(10\right)$

比较器输出高电平时间为： $T_H=T-\frac{U_i\·T}{T_{\mathrm{TTP}}}---\left(11\right)$

比较器输出高电平的占空比为： $q=\frac{T_H}{T}=1-\frac{U_i}{U_{\mathrm{TTP}}}---\left(12\right)$

开关器件Q5和Q6的导通阻抗很小，压降可忽略不计，所以：Uh≈Vcc。

可见，在三角波发生电路设定好的情况下，比较器A3输出的方波占空比是由控制电压Ui决定的。比较器输出的电压Us的公式为：

$\mathrm{Us}=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{nT}\≤t\≤\mathrm{nT}+\frac{T}{2}\frac{U_i}{U_{\mathrm{TTP}}}\\ U_h& \mathrm{nT}+\frac{T}{2}\frac{U_i}{U_{\mathrm{TTP}}}\≤t\≤(n+1)T-\frac{T}{2}\frac{U_i}{U_{\mathrm{TTP}}}\\ 0& (n+1)T-\frac{T}{2}\frac{U_i}{U_{\mathrm{TTP}}}\≤t\≤(n+1)T\end{array}\right.---\left(13\right)$

对上式进行傅里叶展开，可得：

$U_s=\frac{A}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(A_n\cos 2\mathrm{n\πft}+B_n\sin 2\mathrm{n\πft}),A=\frac{2\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{U}_s\mathrm{dt}}{T}=2q{V}_{\mathrm{cc}}---\left(14\right)$

当Us通过滤波器滤掉交流成分后，加在负载两端的电压Us=qVcc，所以负载TEC的功耗为：

$P=\frac{q^2{V_{\mathrm{cc}}}^2}{{(R++R_{\mathrm{ON}})}^2}\·R---\left(15\right)$

可见，在电源电压一定的情况下，负载消耗的功率与PWM占空比q的平方成正比，与负载的电阻值R6成反比。

根据本发明的优选实施方式，三角波信号U_T产生电路产生从0.001HZ～300kHz的低失真正弦波、三角波、矩形波等脉冲信号，其具有0.001Hz～1MHz的频率输出范围，占空比2%～98%之间任意可调，且输出电平从TTL电平至28V。

三角波U_T产生电路如图12b所示，其优选的电路参数如图所示。其中三角波的上升时间为：

$t_1=\frac{R_9\·C}{0.66}---\left(16\right)$

下降时间为：

$t_2=\frac{R_9\·R_{10}\·C}{0.66(2R_9-R_{10})}---\left(17\right)$

调节电阻R9和R10可以调节输出三角波的频率。

由于驱动TEC的电流要求是双向的,所以TEC开关模式的末级驱动电路选择参数互补的功率型MOSFET-N沟道增强型场效应管和P沟道增强型场效应管，其组成H桥式电路。电路如图12c所示。OUT1和OUT3信号电平关系相同，OUT2和OUT4信号的电平关系相同，OUT1和OUT2信号电平关系相反。当OUT1和OUT4信号为高电平、OUT2和OUT3信号为低电平时，四个MOS管Q7-Q10都截止，没有电流输出。当OUT1和OUT3信号为低电平、OUT2和OUT4信号为高电平时，Q7和Q8导通、Q9和Q10截止，流经TEC的电流方向从左向右。当OUT1和OUT3信号为高电平、OUT2和OUT4信号为低电平时，Q7和Q8截止、Q9和Q10导通，电流方向从右向左。

由上节可知，输出高电平时，流过TEC的电流为：

$I_1=\frac{q\·V_{\mathrm{cc}}}{R+R_{\mathrm{ON}}}---\left(18\right)$

其中，R_ON为Q1和Q2导通电阻之和。

输出低电平时，流过TEC的电流为：

$I_2=\frac{-(1-q)\·V_{\mathrm{cc}}}{R+R_{\mathrm{ON}}}---\left(19\right)$

其中，R_ON为Q3和Q4导通电阻之和。

流过TEC的总电流为： $I=I_1+I_2=\frac{(2q-1)\·V_{\mathrm{cc}}}{R+R_{\mathrm{ON}}}$

TEC消耗的总功率为： $P_1=\frac{{(2q-1)}^2{V_{\mathrm{cc}}}^2}{{(R+R_{\mathrm{ON}})}^2}\·R$

电源消耗的功率为： $P_2=V_{\mathrm{cc}}\·\frac{1}{T}{\∫}_0^{T_0}\frac{(2q-1)V_{\mathrm{cc}}}{R+R_{\mathrm{ON}}}\mathrm{dt}=\frac{{(2q-1)}^2{V_{\mathrm{cc}}}^2}{R+R_{\mathrm{ON}}}$

电源效率为： $\mathrm{\η}=\frac{P_1}{P_2}=\frac{R}{R+R_{\mathrm{ON}}}$

由于MOS管的导通电阻很小，因此开关模式的TEC驱动电源有更高的电源效率，理论上接近100%。因此，开关模式驱动为本发明的优选方式。

根据本发明的泵浦半导体激光器的驱动***实现了恒流输出，并采用了限流保护、延时软启动、防浪涌等措施来优化其驱动性能。通过合理设计的温度控制电路，避免了泵浦半导体激光器的温度急剧升高，性能变差，寿命急剧下降等问题，防止了温度的变化导致半导体激光器泵浦输出激光的中心波长发生变化。经试验验证，本发明的***稳定度高、实时性好，可以用于光纤激光器泵浦。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内，因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。结合这里披露的本发明的说明和实践，本发明的其他实施例对于本领域技术人员都是显而易见的。说明和实施例仅被认为是示例性的，本发明的真正范围和主旨均由权利要求所限定。

Claims (10)

1.一种用于光纤激光器泵浦的半导体激光器驱动***，包括半导体激光器泵浦、输入电压源、开关电源、精密取样电阻、基准电压源、差动放大器、保护电路、温度控制电路和功率MOS管，其中

所述半导体激光器泵浦用于为光纤激光器提供泵浦输入；

所述输入电压源为所述开关电源提供输入电压；

所述开关电源将接收到的输入电压进行转换从而为所述MOS管提供输入电压；

所述基准电压源提供的电压通过所述差动放大器处理后施加到所述MOS管的栅极，通过MOS管120的源极为所述半导体激光器泵浦提供电流，将所述半导体激光器泵浦的输出电流通过所述精密取样电阻取样并转换为电压信号，送入到所述差动放大器，从而对所述半导体激光器泵浦的输出电流进行负反馈闭环控制；

所述保护电路包括限流保护模块、延时软启动保护模块和防浪涌保护模块；

所述温度控制电路包括温度采集电路、温度控制电路和半导体制冷器驱动电路,通过所述温度采集电路对所述半导体激光器泵浦的工作温度进行采样，通过所述温度控制电路做出判断是否让所述半导体制冷器驱动电路工作，使其为所述半导体激光器泵浦制冷或者制热,并将实测温度和设置温度由所述温度控制电路显示。

2.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述输入电压源提供是24V的输入电压。

3.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述开关电源包括MOS管、电感、续流二极管、电容和负载电阻，实现直流电压转换。

4.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述精密取样电阻、基准电压源、差动放大器和MOS管构成了为所述半导体激光器泵浦提供恒定输入电流的恒流驱动电源。

5.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述限流保护模块包括差动运算放大器A3、A4和A5，增强型N沟道大功率MOS管Q1和Q2，取样电阻Rs以及反馈电阻R1和R2。

6.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述温度控制电路包括单片机和温度设定/显示电路。

7.如权利要求6所述的半导体激光器驱动***，其中所述温度设定/显示电路为数码管。

8.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述半导体制冷驱动电路包括TEC驱动电路和TEC。

9.如权利要求8所述的半导体激光器驱动***，其中所述TEC是由P型和N型半导体材料组成的半导体热电偶。

10.如权利要求1所述的半导体激光器驱动***，其中所述温度采集电路采用外部电源供电。

Images