CN103337707A - 双槽深三频段差模跟踪馈源及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双槽深三频段差模耦合馈源及其设计方法，采用在双槽深波纹槽周期内耦合差模信号，实现了单频段单脉冲跟踪功能，同时还具有可在三个分离的频段内具有主模辐射方向图旋转对称、旁瓣电平低、反射损耗小、增益高等优良特性，本发明还具有馈电简单、结构紧凑，加工成本低等特点，单脉冲跟踪也具有同时满足跟踪频段之间波束指向一致性的要求和实现即能跟踪线极化信标卫星也能跟踪圆极化信标卫星的特征，本发明适用于实现多频段多跟踪天线上，如L/S/C、S/C、C/Ku/Ka/、C/Ku、S/X和X/Ka等多频段多跟踪共用天线馈源。

Description

双槽深三频段差模跟踪馈源及其设计方法

技术领域

本发明涉及通信广播、移动目标、侦查对抗、测控以及导航领域中的一种双槽深三频段差模跟踪馈源及其设计方法，特别适用于L/S、L/S/C、S/X、S/C、X/Ka等需要多频段实时单脉冲跟踪的***或者在结构要求非常紧凑情况下的各种单脉冲跟踪天线。

背景技术

随着现代社会对卫星通信需求量的快速增长、导航测控技术的的快速发展，一些卫星的工作频段已发展到双频段，如C/Ku、L/C、S/C、X/Ka和S/X等双频段，未来多频段发展是大势所趋。为了扩大卫星地面站天线的通信容量、降低卫星地面站天线的建设成本、减少地面站卫星天线占用空间，卫星地面站天线就应该具备同时在两个频段或者多频段上进行工作。天线的馈源***也得能同时在两个频段或者多频段上工作。未来大中口径卫星地面站天线应该具备双频段以上工作能力，因此发展双频段或者多频段馈源***的技术变得尤为的重要。

为了保持卫星与地球站天线通信数据实时性，因此要求大多数地球站天线都具有天线指向跟踪能力,以使天线对准绕地球旋转的卫星。目前卫星天线跟踪方式主要采用：圆锥扫描跟踪、步进跟踪、程序引导跟踪、单脉冲跟踪，其中单脉冲跟踪以其精度高、速度快等特点而被广泛应用于跟踪中、低轨卫星天线中。单脉冲跟踪应用比较多的方式主要为：

1、四喇叭合成方式：这是一种原理分析清晰、加工容易且比较实用的方式，但是在双频段或多频段馈源天线中应用这种结构导致天线的照射效率低，且最大的缺点是这种方式使频段与频段之间的波束指向偏差比较大，在双频段或多频段实时跟踪时，使得两个频段之间切换效率变慢。

2、圆波导TE₂₁模方式：这是一种原理分析清晰、天线的照射效率高、和差波束一致性比较好的方式，但它的缺点是：第一、由于TE₂₁模耦合器采用8臂耦合波导合成结构，8根矩形波导通过8排小孔与圆波导耦合，导致加工复杂、结构尺寸大；第二、这种跟踪方式大部分只适合于单频段跟踪，若使用在双频段上如C/Ku上，C频段采用这种跟踪方式，那么就会导致Ku频段无法正常工作，因此这种跟踪方式不能适用于双频段或多频段跟踪。

3、圆波导TM₀₁模方式：此方式结构简单紧凑、成本低廉、极化调整方便，但是此跟踪方式缺点是：工作频带比较窄、只能跟踪圆极化信标卫星无法跟踪线极化信标卫星。

中国专利号为03103242.7，名称为《双槽结构双频段共用波纹喇叭馈源》专利中公开了一种双槽结构双频段共用波纹喇叭馈源，中国专利号为01225820.2，名称为《高性能宽频带双槽深波纹喇叭馈源》专利中公开了一种高性能宽频带双槽深波纹喇叭馈源，这两种波纹喇叭馈源均为双槽深结构喇叭馈源，且只能传输主模HE₁₁模通信信号，而未实现从双槽深波纹喇叭内耦合出差模HE₂₁模，此馈源无法实现单脉冲跟踪功能。

中国专利号为90203857.5，名称为《天线馈源网络装置》专利中公开了一种天线馈源网络装置，它主要由波纹喇叭和TM₀₁模耦合器等部件组成，不是从波纹槽内耦合出差模HE₂₁模，并且无法实现单脉冲跟踪线极化信标卫星的功能。

发明内容

本发明的目的在于避免上述背景技术中的不足之处而提供一种能三频段通信、单频段单脉冲跟踪、三频段共用的双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源及其设计方法，且本发明还具有可在三个分离的频段内具有辐射方向图旋转对称、旁瓣电平低、反射损耗小、增益高和实现了单频段单脉冲跟踪功能等特点。

本发明的目的是这样实现的：

一种双槽深三频段差模跟踪馈源，包括双槽结构波纹喇叭和差模馈线合成网络，双槽结构波纹喇叭由过渡段1、模变换段2、变频段3、变角段4和辐射段5组成；其特征在于：所述的变频段3为由多个槽周期组成的双槽结构形式，在变频段中部的一个槽周期处相对应的波纹喇叭的圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口3-1至3-8，每个耦合口之间的夹角为45度。

其中，所述的耦合口在波纹槽底径向开为矩形口。

其中，所述的差模馈线合成网络包括八个低通滤波器、八个波导同轴转换器、第一至第六微带合差器、微带3dB电桥和同轴电缆；其中，第一耦合口3-1和第五耦合口3-5输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第一微带合差器6-1，第一微带合差器6-1将进入的两路信号进行相加后输出第一路水平线极化分支信号；第三耦合口3-3和第七耦合口3-7输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第二微带合差器6-2，第二微带合差器6-2将进入的两路信号进行相加后输出第二路水平线极化分支信号；将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号分别输入第三微带合差器6-3进行相减处理后输出水平线极化信号；

第二耦合口3-2和第六耦合口3-6输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第四微带合差器6-4，第四微带合差器6-4将进入的两路信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；第四耦合口3-4和第八耦合口3-8输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第五微带合差器6-5，第五微带合差器6-5将进入的两路信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号分别输入第六微带合差器6-6进行相减处理后输出垂直线极化信号；

垂直线极化信号与水平极化信号经微带3dB电桥7输出天线自跟踪信号。

其中，所述的耦合口开设在变频段上自模变换段到变角段方向的第7个槽周期处。

其中，变频段采用由一个深直槽和一个浅直槽组成一个槽周期的双槽深结构形式。

其中，耦合口位置的槽深是正常槽深的1.5至2.5倍。

其中，差模信号的耦合口位置在差模信号回波的波腹点上。

一种如权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

（1）设计双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源；其中深槽的参数是根据L频段信号的要求进行设计，浅槽的参数是根据C频段信号的要求进行设计，S频段主模在波纹喇叭内传播等效于光壁张角喇叭；

（2）根据双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源的槽参数求解L频段差模信号HE₂₁等效导纳Y；

在三频段共用波纹喇叭馈源模变换段内，模变换段由环加载槽和直槽组成的，差模信号HE₂₁等效导纳Y_差计算公式：

（1）式中，b₁为环加载槽槽口宽度；b₂为直槽槽宽度；P为双槽结构波纹槽的周期；Y₁是环加载槽差模信号等效壁导纳；Y₂是直槽差模等效壁导纳;

在三频段共用波纹喇叭馈源变频段、变角段、辐射段内，变频段、变角段、辐射段都是由深直槽和浅直槽组成的，差模信号HE₂₁等效导纳Y_差计算公式：

（2）式中，b为深直槽与浅直槽的槽宽度；Y₃是深直槽差模信号等效壁导纳；Y₄是浅直槽差模等效壁导纳;

（3）将L频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程，求解出L频段差模信号HE₂₁（m=2、n=1）特征值；

（3）式中J_m(k₀a)、J′_m(k₀a)分别为m阶贝塞尔函数和m阶贝塞尔函数的导数；k₀a为L频段差模信号特征值；k自由空间传播常数；a为槽口处的内壁半径；

（4）将L频段差模信号特征值k₀a代入如下公式，求解出L频段差模信号的传播常数β_差，公式如下：

式（4）中k自由空间传播常数；a为槽口处的内壁半径；

（5）根据L频段差模信号的传播常数判断出L频段差模信号的临界截止点的位置，判断方式如下；

当β_差为实数时，表示L频段差模可以在波纹槽内传播；当β_差为虚数时，表示L频段差模不可以在波纹槽内传播；当β_差=0时，表示L频段差模在波纹槽内为临界截止点；

（6）根据L频段差模信号的临界截止点的位置与L频段差模信号的传播常数β_差，计算出L频段差模信号的波腹点，计算公式如下：

式（5）中S为从临界截止点开始数的第S槽；n为从临界截止点开始数的第n个波腹点；λ为自由空间波长；

（7）在L频段差模信号的波腹点处的波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口，每个耦合口之间的夹角为45度，耦合口耦合出L频段的差模信号即是HE21模信号；

（8）根据HE21模式的场形分布图设计差模馈线合成网络。

其中，步骤（8）中的差模馈线合成网络的设计方法为：设置第一微带合差器用于将第一个耦合口与第五个耦合口输出的差信号相加后输出第一路水平线极化分支信号；设置第二微带合差器用于将第三个耦合口和第七个耦合口输出的差信号相加后输出第二路水平线极化分支信号；设置第三微带合差器用于将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号进行相减处理后输出水平线极化信号；

设置第四微带合差器用于将第二耦合口和第六耦合口输出的信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；设置第五微带合差器用于将第四耦合口和第八耦合口输出的信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；设置第六微带合差器将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号进行相减处理后输出垂直线极化信号；

设置微带3dB电桥用于将接收的垂直线极化信号与水平极化信号转化为L频段差模圆极化信号进行输出。

本发明与背景技术相比具有如下优点：

1.本发明采用了变频段3波纹槽，此变频段3作用既是三频段主模信号的频率过渡段又是差模信号的耦合器，解决了差模信号和主模信号的分离问题。

2.本发明采用了双槽结构的槽周期方式，既解决了主模信号工作频带宽，在由一个深直槽22和一个浅直槽23组成槽周期内其中一个深直槽22内开耦合口，成功的解决了在波纹槽槽底开耦合口对整个工作频带内主模信号的影响。

3.本发明安装在天线上既可以实现对圆极化信号进行自跟踪，也可以实现对线极化信号自跟踪，同时天线还具有增益高、旁瓣低、低交叉极化、低轴比及天线的线圆极化转换等优良性能。

4.本发明通过过渡段1、模变换段2、变频段3、变角段4、辐射段5、微带合差器6、微带3dB电桥7、电缆8、低通滤波器9、波导同轴转换器10合成，实现天线和差传输，使天线馈源尺寸大幅度缩小，结构紧凑、加工成本低。

5.本发明成功的弥补背景技术中几种单脉冲跟踪方式不足之处，在实现多频段多跟踪的技术上，可以满足跟踪频段之间波束指向一致性的要求和实现即能跟踪线极化信标卫星也能跟踪圆极化信标卫星的功能。

附图说明

图1是本发明结构示意图。

图2是本发明模变换段2内部结构剖视示意图。

图3是本发明变频段3结构示意图。

图4是图3的左视图。

图5是本发明信号原理框图。

图6是本发明信号合成原理框图。

具体实施方式

下面，结合图1至图6对本发明作进一步说明。

一种双槽深三频段差模跟踪馈源，包括双槽结构波纹喇叭和差模馈线合成网络，双槽结构波纹喇叭由过渡段1、模变换段2、变频段3、变角段4和辐射段5组成；其特征在于：所述的变频段3为由多个槽周期组成的双槽结构形式，在变频段中部的一个槽周期处相对应的波纹喇叭的圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口3-1至3-8，每个耦合口之间的夹角为45度。

其中，所述的耦合口在波纹槽底径向开为矩形口。

其中，所述的差模馈线合成网络包括八个低通滤波器、八个波导同轴转换器、第一至第六微带合差器、微带3dB电桥和同轴电缆；其中，第一耦合口3-1和第五耦合口3-5输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第一微带合差器6-1，第一微带合差器6-1将进入的两路信号进行相加后输出第一路水平线极化分支信号；第三耦合口3-3和第七耦合口3-7输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第二微带合差器6-2，第二微带合差器6-2将进入的两路信号进行相加后输出第二路水平线极化分支信号；将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号分别输入第三微带合差器6-3进行相减处理后输出水平线极化信号；

第二耦合口3-2和第六耦合口3-6输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第四微带合差器6-4，第四微带合差器6-4将进入的两路信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；第四耦合口3-4和第八耦合口3-8输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第五微带合差器6-5，第五微带合差器6-5将进入的两路信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号分别输入第六微带合差器6-6进行相减处理后输出垂直线极化信号；

垂直线极化信号与水平极化信号经微带3dB电桥7输出天线自跟踪信号。

其中，所述的耦合口开设在变频段上自模变换段到变角段方向的第7个槽周期处。

其中，变频段采用由一个深直槽和一个浅直槽组成一个槽周期的双槽深结构形式。

其中，耦合口位置的槽深是正常槽深的1.5至2.5倍。

其中，差模信号的耦合口位置在差模信号回波的波腹点上。

一种如权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

（1）设计双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源；其中深槽的参数是根据L频段信号的要求进行设计，浅槽的参数是根据C频段信号的要求进行设计，S频段主模在波纹喇叭内传播等效于光壁张角喇叭；

（2）根据双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源的槽参数求解L频段差模信号等效导纳Y；

在三频段共用波纹喇叭馈源模变换段内，模变换段由环加载槽和直槽组成的，差模信号HE₂₁（m=2、n=1）等效导纳Y_差计算公式：

式（6）中

$Y_1=\left\{\frac{b_1}{W_1}\right[V_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)+B_m]U_{m1}+U_{m2}\}\÷\{1+\frac{b_1}{W_1}[V_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)+B_m\left]U_{m3}\right\}---\left(7\right)$

$Y_2=\frac{J_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_2\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_2\right)N_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)}{J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_2\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_2\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)}---\left(8\right)$

$V_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)=\frac{J_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_1\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_1\right)N_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)}{J_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_1\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_1\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)}---\left(9\right)$

$U_{m1}=\frac{J_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)}{J_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)-J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)}---\left(10\right)$

$U_{m2}=\frac{J_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)-J_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)N_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)}{J_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)-J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)}---\left(11\right)$

$U_{m3}=\frac{J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)}{J_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)-J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m^{\′}\left({\mathrm{kd}}_0\right)}---\left(12\right)$

$B_m=\frac{B_P}{Y_0}\sqrt{1-{\left(\frac{\mathrm{\λ}}{{\mathrm{\λ}}_C}\right)}^2}---\left(13\right)$

$\frac{B_P}{Y_0}=\frac{{4W}_1}{{\mathrm{\λ}}_g}\left\{\ln \right[\left(\frac{1-{\mathrm{\α}}^2}{4\mathrm{\α}}\right){\left(\frac{1+\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}\right)}^{\frac{1}{2}(\mathrm{\α}+\frac{1}{\mathrm{\α}})}]+2\frac{A+A\′+2C}{\mathrm{AA}\′-C^2}+{\left(\frac{W_1}{{2\mathrm{\λ}}_g}\right)}^2{\left(\frac{1-\mathrm{\α}}{1+\mathrm{\α}}\right)}^{4\mathrm{\α}}{(\frac{{5\mathrm{\α}}^2-1}{1-{\mathrm{\α}}^2}+\frac{{4\mathrm{\α}}^{2}C}{3A})}^2\}---\left(14\right)$

$A={\left(\frac{1+\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}\right)}^{2\mathrm{\α}}\frac{1+\sqrt{1-{\left(\frac{{2W}_1}{{\mathrm{\λ}}_g}\right)}^2}}{1-\sqrt{1-{\left(\frac{{2W}_1}{{\mathrm{\λ}}_g}\right)}^2}}-\frac{1+{3\mathrm{\α}}^2}{1-{\mathrm{\α}}^2}---\left(15\right)$

$A\′={\left(\frac{1+\mathrm{\α}}{1-\mathrm{\α}}\right)}^{\frac{2}{\mathrm{\α}}}\frac{1+\sqrt{1-{\left(\frac{{2b}_1}{{\mathrm{\λ}}_g}\right)}^2}}{1-\sqrt{1-{\left(\frac{{2b}_1}{{\mathrm{\λ}}_g}\right)}^2}}+\frac{3+{\mathrm{\α}}^2}{1-{\mathrm{\α}}^2}---\left(16\right)$

$C={\left(\frac{4\mathrm{\α}}{1-{\mathrm{\α}}^2}\right)}^2---\left(17\right)$

λ_C=πd₀  （18）

${\mathrm{\λ}}_g=\frac{\mathrm{\λ}}{\sqrt{1-{\left(\frac{\mathrm{\λ}}{{\mathrm{\λ}}_C}\right)}^2}}---\left(19\right)$

$\mathrm{\α}=\frac{b_1}{W_1}---\left(20\right)$

d₀=a+h₁/3   （21）

d₁=a+h₁   （22）

d₂=a+h₂   （23）

J_m(x)、N_m(x)分别为m阶贝塞尔函数和诺依曼函数；λ为自由空间的波长；λ_C为截止波长；a为槽口处的内壁半径；b₁为环加载槽21槽口宽度；b₂为直槽22槽宽度；W₁为环加载槽23的宽度；P为双槽结构波纹槽的周期；Y₁是环加载槽24的等效壁导纳；Y₂是直槽25的等效壁导纳;h1为环加载槽深度；h2为直槽深度；

在三频段共用波纹喇叭馈源的变频段、变角段、辐射段内，变频段、变角段、辐射段都是由深直槽和浅直槽组成的，差模信号HE₂₁（m=2、n=1）等效导纳Y_差计算公式：

（24）式中，b为深直槽与浅直槽的槽宽度；Y₃是深直槽差模信号等效壁导纳；Y₄是浅直槽差模等效壁导纳;

$Y_3=\frac{J_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_3\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_3\right)N_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)}{J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_3\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_3\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)}---\left(25\right)$

$Y_4=\frac{J_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_4\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_4\right)N_m^{\′}\left(\mathrm{ka}\right)}{J_m\left(\mathrm{ka}\right)N_m\left({\mathrm{kd}}_4\right)-J_m\left({\mathrm{kd}}_4\right)N_m\left(\mathrm{ka}\right)}---\left(26\right)$

d₃=a+h₃   （27）

d₄=a+h₄   （28）

Y₃为深槽的等效壁导纳；Y₄为浅槽的等效壁导纳；b为深浅直槽的槽宽；a为槽口处的内壁半径；h3为深直槽深度；h4为浅直槽深度。

（3）将L频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程，求解出L频段差模信号HE₂₁（m=2、n=1）特征值；

（29）式中J′_m(k₀a)为m阶贝塞尔函数的导数；k₀a为L频段差模信号特征值；k自由空间传播常数；a为槽口处的内壁半径；

（4）将L频段差模信号特征值k₀a代入如下公式，求解出L频段差模信号的传播常数β_差，公式如下：

式（30）中k自由空间传播常数；a为槽口处的内壁半径；

（5）根据L频段差模信号的传播常数判断出L频段差模信号的临界截止点的位置，判断方式如下；

当β_差为实数时，表示L频段差模可以在波纹槽内传播；当β_差为虚数时，表示L频段差模不可以在波纹槽内传播；当β_差=0时，表示L频段差模在波纹槽内为临界截止点；

（6）根据L频段差模信号的临界截止点的位置与L频段差模信号的传播常数β_差，计算出L频段差模信号的波腹点，计算公式如下：

式（31）中S为从临界截止点开始数的第S槽；n为从临界截止点开始数的第n个波腹点；λ为自由空间波长；

（7）在L频段差模信号的波腹点处的波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口，每个耦合口之间的夹角为45度，耦合口耦合出L频段的差模信号即是HE21模信号；

（8）根据HE21模式的场形分布图设计差模馈线合成网络。

其中，步骤（8）中的差模馈线合成网络的设计方法为：设置第一微带合差器用于将第一个耦合口与第五个耦合口输出的差信号相加后输出第一路水平线极化分支信号；设置第二微带合差器用于将第三个耦合口和第七个耦合口输出的差信号相加后输出第二路水平线极化分支信号；设置第三微带合差器用于将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号进行相减处理后输出水平线极化信号；

设置第四微带合差器用于将第二耦合口和第六耦合口输出的信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；设置第五微带合差器用于将第四耦合口和第八耦合口输出的信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；设置第六微带合差器将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号进行相减处理后输出垂直线极化信号；

设置微带3dB电桥用于将接收的垂直线极化信号与水平极化信号转化为L频段差模圆极化信号进行输出。

根据上述双槽深三频段差模跟踪馈源的设计方法，实施例设计和制造了用于13米天线的L/S/C三频段共用L频段差模跟踪波纹馈源。实测结果表明，L/S/C三频段共用L频段差模跟踪波纹馈源可在L、S和C三个分离的频段内（L频段：1.167～1.6GHz；S频段：2.18～2.5GHz；C频段：3.8～4.05GHz，6～6.3GHz）产生主模的方向图旋转对称的辐射方向图，交叉极化电平小于-20dB，反射损耗优于18dB。差模跟踪频率（L频段：1.551～1.571GHz）的方向图旋转对称的辐射方向图，在跟踪频段内和方向图与差方向图的增益差在-19dB左右，用该喇叭作馈源的13米天线在L频段内，实现了天线单脉冲跟踪功能以及满足了1/20波束宽度的跟踪精度要求。

Claims (9)

1.一种双槽深三频段差模跟踪馈源，包括双槽结构波纹喇叭和差模馈线合成网络，双槽结构波纹喇叭由过渡段（1）、模变换段（2）、变频段（3）、变角段（4）和辐射段（5）组成；其特征在于：所述的变频段（3）为由多个槽周期组成的双槽结构形式，在变频段中部的一个槽周期处相对应的波纹喇叭的圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口（3-1至3-8），每个耦合口之间的夹角为45度。

2.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：所述的耦合口在波纹槽底径向开为矩形口。

3.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：所述的差模馈线合成网络包括八个低通滤波器、八个波导同轴转换器、第一至第六微带合差器、微带3dB电桥和同轴电缆；其中，第一耦合口（3-1）和第五耦合口（3-5）输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第一微带合差器（6-1），第一微带合差器（6-1）将进入的两路信号进行相加后输出第一路水平线极化分支信号；第三耦合口（3-3）和第七耦合口（3-7）输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第二微带合差器（6-2），第二微带合差器（6-2）将进入的两路信号进行相加后输出第二路水平线极化分支信号；将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号分别输入第三微带合差器（6-3）进行相减处理后输出水平线极化信号；

第二耦合口（3-2）和第六耦合口（3-6）输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第四微带合差器（6-4），第四微带合差器（6-4）将进入的两路信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；第四耦合口（3-4）和第八耦合口（3-8）输出的信号分别经低通滤波器和波导同轴转换器后进入第五微带合差器（6-5），第五微带合差器（6-5）将进入的两路信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号分别输入第六微带合差器（6-6）进行相减处理后输出垂直线极化信号；

垂直线极化信号与水平极化信号经微带3dB电桥（7）输出天线自跟踪信号。

4.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：所述的耦合口开设在变频段上自模变换段到变角段方向的第7个槽周期处。

5.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：变频段采用由一个深直槽和一个浅直槽组成一个槽周期的双槽深结构形式。

6.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：耦合口位置的槽深是正常槽深的1.5至2.5倍。

7.根据权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源，其特征在于：差模信号的耦合口位置在差模信号回波的波腹点上。

8.一种如权利要求1所述的双槽深三频段差模跟踪馈源的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

（1）设计双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源；其中深槽的参数是根据L频段信号的要求进行设计，浅槽的参数是根据C频段信号的要求进行设计，S频段主模在波纹喇叭内传播趋近于光壁张角喇叭；

（2）根据双槽结构三频段共用波纹喇叭馈源的槽参数求解L频段差模信号等效导纳Y；

在三频段共用波纹喇叭馈源模变换段内，模变换段由环加载槽和直槽组成的，差模信号HE21等效导纳Y_差计算公式：

（1）式中，b₁为环加载槽槽口宽度；b₂为直槽槽宽度；P为双槽结构波纹槽的周期；Y₁是环加载槽差模信号等效壁导纳；Y₂是直槽差模等效壁导纳;

在三频段共用波纹喇叭馈源变频段、变角段、辐射段内，变频段、变角段、辐射段都是由深直槽和浅直槽组成的，差模信号HE₂₁等效导纳Y_差计算公式：

（2）式中，b为深直槽与浅直槽的槽宽度；Y₃是深直槽差模信号等效壁导纳；Y₄是浅直槽差模等效壁导纳;

（3）将L频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程，求解出L频段差模信号HE₂₁（m=2、n=1）特征值；

（3）式中

J_m(k₀a)、

分别为m阶贝塞尔函数和m阶贝塞尔函数的导数；k₀a为L频段差模信号特征值；k自由空间传播常数；

a为槽口处的内壁半径；

（4）将L频段差模信号特征值k₀a代入如下公式，求解出L频段差模信号的传播常数β_差，公式如下：

式（4）中k自由空间传播常数；a为槽口处的内壁半径；

（5）根据L频段差模信号的传播常数判断出L频段差模信号的临界截止点的位置，判断方式如下；

当β_差为实数时，表示L频段差模可以在波纹槽内传播；当β_差为虚数时，表示L频段差模不可以在波纹槽内传播；当β_差=0时，表示L频段差模在波纹槽内为临界截止点；

（6）根据L频段差模信号的临界截止点的位置与L频段差模信号的传播常数β_差，计算出L频段差模信号的波腹点，计算公式如下：

式（5）中S为从临界截止点开始数的第S槽；n为从临界截止点开始数的第n个波腹点；λ为自由空间波长；

（7）在L频段差模信号的波腹点处的波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口，每个耦合口之间的夹角为45度，耦合口耦合出L频段的差模信号即是HE21模信号；

（8）根据HE21模式的场形分布图设计差模馈线合成网络。

9.根据权利要求8所述的双槽深三频段差模跟踪馈源的设计方法，其特征在于：步骤（8）中的差模馈线合成网络的设计方法为：设置第一微带合差器用于将第一个耦合口与第五个耦合口输出的差信号相加后输出第一路水平线极化分支信号；设置第二微带合差器用于将第三个耦合口和第七个耦合口输出的差信号相加后输出第二路水平线极化分支信号；设置第三微带合差器用于将第一路水平线极化分支信号和第二路水平线极化分支信号进行相减处理后输出水平线极化信号；

设置第四微带合差器用于将第二耦合口和第六耦合口输出的信号进行相加后输出第一路垂直线极化分支信号；设置第五微带合差器用于将第四耦合口和第八耦合口输出的信号进行相加后输出第二路垂直线极化分支信号；设置第六微带合差器将第一路垂直线极化分支信号和第二路垂直线极化分支信号进行相减处理后输出垂直线极化信号；

设置微带3dB电桥用于将接收的垂直线极化信号与水平极化信号转化为L频段差模圆极化信号进行输出。

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