CN103312131B - 一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法 - Google Patents
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Abstract
一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法,该方法在一个高频直流变换器的驱动电路中,构造一个可控电阻,将其串联在开关管驱动电路的关断电流回路中,从而实现开关管关断速度的实时调整。开关管的关断速度可以随负载电流大小做实时调整,提高了轻载条件下的开关管的关断速度,降低了开关管在轻载条件下的关断损耗。本发明可靠易行,可以用于直流变换器提高效率使用,尤其是可以应用于大功率的采用IGBT作为开关管的直流变换器,以提高其轻载下的工作效率。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关管关断速度实时调整的方法,属于高频直流变换器的开关管驱动电路领域。
背景技术
在高频直流变换器中,开关管的驱动电路是影响其开通速度、关断速度及关断电压应力的主要因素,从而也严重影响了高频直流变换器的效率。然而,关断速度和关断电压应力是相互矛盾的。开关管的关断速度越快,带来的开关管上的关断电压应力越大;反之亦反。如附图1所示,当开关管Q0关断时,如果电流下降的速度越快,在电路的分布电感Ls上产生的感应电压Ls×di/dt就越大,Ls×di/dt与Us的和共同作用在开关管Q0上,加大了开关管Q0的关断电压应力。在实际工作时,负载电流越大,在开关管Q0上流过的电流越大时,开关管Q0的关断电压应力就越大。所以,在传统的设计中,驱动电路一般按照最大负载下开关管的关断电压应力不超过器件额定值的要求来设计。这样带来的现象是,在越低于最大负载电流的情况下,开关管的关断电压应力越小,电压裕量越大,尤其是当电路进入电感电流断续模式后。反过来,这其实表明,在低于最大负载电流的工作条件下,尤其是电感电流断续后的轻载条件下,开关管的关断速度完全可以设计得高于最大负载电流下的开关管关断速度,并保证其关断电压应力不超过器件的额定值。因为开关管的关断速度越快,关断损耗就越小,这带来的好处是可以提高低于最大负载电流工作条件下的电路效率,尤其是提高轻载下的电路效率。然而,在传统的驱动电路设计中,电路设计完成之后,参数就固定工作,没有根据电路电流来调整驱动电路参数,当然也就无法调整被驱动的开关管的关断速度。所以,有必要提出一种能根据电路电流来调整驱动电路参数,从而实时调整开关管关断速度的方法,以提高电路在轻载下的效率。
发明内容
本发明的目的是,提供一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法。
实现本发明的技术方案是:在一个高频直流变换器的驱动电路中,构造一个可控电阻,将其串联在开关管驱动电路的关断电流回路中,从而实现开关管关断速度的实时调整。
高频直流变换器包括高频非隔离型直流-直流变换器和高频隔离型直流-直流变换器。
本发明所述的开关管是上述高频直流变换器中的主开关管,不包括为了实现软开关目的而增加的辅助开关管。
所述的主开关管是全控型功率开关器件,包括功率MOSFET,IGBT,但不限于这两类。
本发明所述驱动电路,如附图2所示,由驱动正电源+Ucc,驱动负电源Uss,三极管Q1和Q2,驱动电阻R1、R2,驱动脉冲源uPWM,以及受控电阻Rc构成。驱动脉冲源uPWM接电阻R1的左端,电阻R1的右端接三极管Q1和Q2的基极,驱动正电源+Ucc接三极管Q1的集电极,三极管Q1的发射极接三极管Q2的发射极以及驱动电阻R2的左端,驱动电阻R2的右端接被驱动开关管Q0的栅极,三极管Q2的集电极接所述受控电阻Rc受控侧的上端,受控电阻Rc受控侧的下端接驱动负电源Uss,驱动正电源+Ucc与驱动负电源Uss的地与开关管Q0的发射极相连。受控电阻Rc的控制端接控制信号ucr。图中的电容Cgs是被驱动开关管Q0的栅极等效寄生电容。
所述的驱动正电源+Ucc在+10V至+20V之间。
所述的驱动负电源Uss在0V至-20V之间。
所述的驱动脉冲源uPWM是一个控制***产生的高频控制脉冲,由调制信号uc与载波信号ua比较产生。当调制信号uc大于载波信号ua时,输出uPWM信号为高电平;当调制信号uc小于载波信号ua时,输出uPWM信号为低电平。如附图3所示。uPWM信号的占空比定义为D。
所述的调制信号uc由***控制环路产生及输出。
所述的载波信号ua为三角波或者锯齿波。
所述的受控电阻Rc包括控制端和受控端,控制端接控制信号ucr;受控端阻值受控制信号ucr控制,并按照驱动电路中所述方法接入。受控电阻可以利用三极管放大电路,或者MOSFET放大电路实现,但不限于上述方法。
所述的控制信号ucr由一个正电压+up减去调制信号uc而得到,如附图4所示。
所述的三极管放大电路由控制信号ucr,电阻R3和三极管Q3构成,电阻R3的左端接控制信号ucr,电阻R3的右端接三极管Q3的基极,三极管Q3的集电极和发射极接附图2中受控电阻Rc受控侧的上下端。如附图5所示。
所述的MOSFET放大电路由控制信号ucr,电阻R4和MOSFET管Q4构成,电阻R4的左端接控制信号ucr,电阻R4的右端接MOSFET的栅极,MOSFET管Q4的漏极和源极接附图2中受控电阻Rc受控侧的上下端。如附图6所示。
以下结合附图2~附图7说明本发明的工作原理。
附图7是输入输出电压固定状态下,直流变换器的工作占空比D与负载电流io的关系曲线示意图。其中A点是电感电流断续和连续的临界点。A点左侧为电感电流断续区,A点右侧为电感电流连续区。在电感电流断续区,占空比随负载电流上升而迅速上升;在电感电流连续区,占空比随负载电流上升而缓慢上升。
当电路分别工作在附图7曲线上的B点和C点时,有io(B)<io(C),且D(B)<D(C)。相应B点和C点的调制信号uc(B)和uc(C)的关系是uc(B)<uc(C),得到的控制信号ucr(B)和ucr(C)的关系为ucr(B)>ucr(C)。该ucr信号送入附图6的MOSFET放大电路后,所述的ucr信号在稳态下就等于uGS信号,且uGS(B)>uGS(C)。根据附图8所示MOSFET工作特性曲线,产生的输出电流iD(B)>iD(C),这意味着工作在B点时的驱动电路关断电流大于工作在C点的驱动电路关断电流。因为,驱动电路关断电流越大,开关管关断速度越快。所以,可见工作在B点时的开关管的关断速度高于工作在C点时的开关管的关断速度。这样就获得了开关管关断速度实时调整的方法。而在设计时,只要保证了电路在满载下开关管关断速度与传统设计方法设计的一样,就能够获得在小于满载条件下,尤其是轻载下更高的开关管关断速度,从而提高轻载的电路效率。
本发明的技术效果是:开关管的关断速度可以随负载电流大小做实时调整,提高了轻载条件下的开关管的关断速度,降低了开关管在轻载条件下的关断损耗。
本发明可靠易行,可以用于直流变换器提高效率使用,尤其是可以应用于大功率的采用IGBT作为开关管的直流变换器,以提高其轻载下的工作效率。
附图说明
图1为感性负载开关电路;
图2为一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法电路拓扑;
图3为驱动脉冲源uPWM产生原理图;
图4为控制信号ucr示意图;
图5为三极管放大电路图;
图6为MOSFET放大电路图;
图7为占空比与负载电流关系曲线;
图8为MOSFET工作特性曲线;
图9为具体实施电路拓扑。
具体实施方式
以下结合附图9的一个具体实例对本发明做进一步的详细说明。仅用以说明而非限制本发明的技术方案。
参见附图9,其为一个采用了本发明所述开关管关断速度实时调整方法的升压式直流变换器。附图9包含四个部分:(1)升压型直流变换器;(2)升压电路控制电路;(3)受控电阻;(4)驱动电路。
所述升压型直流变换器属于非隔离型高频直流变换器,由输入电源Uin,滤波电感L1,受控开关管Q0,二极管D1,输出电容Co、负载电阻RL以及电流检测电阻R3、电压检测电阻R5和R6构成。
所述的输入电源Uin的正极接滤波电感L1的左端,L1的右端接二极管D1的阳极和受控开关管Q0的集电极,Q0的栅极接驱动电阻R2的左端,Q0的发射极极接电流检测电阻R3的右端和输出电容Co的负极、负载电阻RL的下端、电压检测电阻R6的下端,电流检测电阻R3的左端接输入电源Uin的负极;二极管D1的阳极接滤波电感L1的右端以及受控开关管Q0的集电极,二极管D1的阴极接输出电容Co的正极、输出负载RL的上端以及电压检测电阻R5的上端,R5的下端接电压检测电阻R6的上端。电压检测电阻R6、输出负载RL的下端、输出电容Co的负极,受控开关管Q0的发射极以及电流检测电阻R3的左端共同接参考地。
所述的受控开关管Q0采用的IGBT型号为IRG4PC50U,二极管D1采用RHRG5080超快恢复二极管。Uin为200V,电感L1为1mH,额定输出功率为4KW,输出电容Co为470μF,电流检测电阻R3为0.04Ω、电压检测电阻R5和R6分别为520kΩ和10kΩ。
所述升压电路控制电路,是对升压型直流变换器进行平均电流控制的电路,由控制芯片IC1(UC3854)及其***电路构成。
其中UC3854的ena引脚接UC3854的vref引脚和电容C8的正极,电容C8的负极接参考地。
UC3854的vsense引脚与电压检测电阻R5的上端、电压检测电阻R6的下端、电容C4的正极以及电阻R12的左端相连;电容C4的负极接电阻R12的右端并连接到UC3854的vaout引脚。电压检测电阻R5、R6构成反馈电压分压电路,电容C4及电阻R12构成电压环控制补偿电路。
UC3854的iac引脚接电阻R8的右端以及电阻R17的上端;电阻R8的左端接升压电路输入电源Uin的正极和电阻R9的上端;电阻R17的下端接UC3854的vref引脚和电容C9的正极及电阻R18的右端、电阻R19的左端,电容C9的负极接参考地,电阻R18的左端接UC3854的pklmt引脚和电容C10的正极、电阻R16的右端,电阻R19的右端接运算放大器同相输入端和稳压二极管VD1的阴极。
UC3854的vrms引脚接电阻R10的右端、电阻R11的右端、电容C2的正极;电阻R10的左端接电阻R9的下端以及电容C1的正极,电容C1的负极接参考地,电阻R9的上端接输入电源Uin的正极和电阻R8的左端,电阻R8的右端接UC3854的iac引脚以及电阻R17的上端;电阻R11的左端接参考地;电容C2的负极接参考地。
UC3854的ss引脚接电容C3的正极,电容C3的负极接参考地。
UC3854的multout引脚接电阻R13的右端;电阻R13的左端接电流检测电阻R3的左端以及输入电源Uin的负极和电阻R16的左端,电阻R16的右端接电容C10的正极和电阻R18的左端以及UC3854的pklmt引脚,电容C10的负极接参考地。
UC3854的isense引脚接电阻R7的下端、电阻R15的左端以及电容C7的正极;电阻R7的上端接电流检测电阻R3的右端以及参考地;电阻R15的右端接电容C6的正极,电容C6的负极接电容C7的负极以及UC3854的caout引脚和电阻R20的左端;电容C7的负极接电容C6的负极和UC3854的caout引脚以及电阻R20的左端。电阻R17和电容C6、C7一起构成电流环控制补偿电路。
UC3854的ct引脚接电容C5的正极,电容C5的负极接电阻R14的左端以及参考地。
UC3854的rest引脚接电阻R14的右端,电阻R14的左端接电容C5的负极和参考地。电阻R14和电容C5决定振荡器的振荡频率。
UC3854的gnd引脚接参考地。
UC3854的gtdrv引脚接驱动电阻R1的左端,驱动电阻R1的右端接三极管Q1、Q2的基极。
UC3854的caout引脚接电阻R20的左端、电容C6和电容C7的负极;电阻R20的右端接运算放大器lm358的反相输入端和电阻R21的左端;电容C6的正极接电阻R15的右端,电阻R15的左端接电容C7的正极和UC3854的isense引脚;电容C7的正极接电阻R15的左端和UC3854的isense引脚。
UC3854的pklmt引脚接电阻R18的左端、电容C10的正极、电阻R16的右端;电阻R18的右端接UC3854的vref引脚、电容C9的正极、电阻R17的下端和电阻R19的左端,电容C9的负极接参考地,电阻R17的上端接电阻R8的右端和UC3854的iac引脚,电阻R19的右端接运算放大器lm358的同相输入端和稳压二极管VD1的阳极;稳压二极管VD1的阴极接参考地;电容C10的负极接参考地;电阻R16的左端接电阻R13的左端和电流检测电阻R3的左端以及输入电源Uin的负极,电阻R13的右端接UC3854的multout引脚。
UC3854的vref引脚接UC3854的ena引脚、电阻R17的下端、电容C9的正极、电容C8的正极、电阻R18的右端和电阻R19的左端;电阻R17的上端接电阻R8的右端和UC3854的iac引脚;电容C9的负极接参考地;电阻R18的左端接UC3854的pklmt引脚和电容C10的正极、电阻R16的右端;电阻R19的右端接运算放大器lm358的同相输入端和稳压二极管VD1的阴极。
UC3854的vcc引脚接正电源+18V、电容C10的正极和UC3854的ena引脚;;电容C10的负极接参考地。
所述升压控制电路中的电阻R7为4kΩ,电阻R8为910kΩ,电阻R9为910kΩ,电阻R10为91kΩ,电阻R11为20kΩ,电阻R12为40kΩ,电阻R13为4kΩ,电阻R14为15kΩ,电阻R15为24kΩ,电阻R16为1.6kΩ,电阻R17为220kΩ,电阻R18为10kΩ;电容C1为0.1μF,电容C2为0.5μF,电容C3为0.01μF,电容C4为47nF,电容C5为800pF,电容C6为620pF,电容C7为620pF,电容C8为0.1μF,电容C9为0.1μF,电容C10为470pF,
所述受控电阻Rc电路包括一个减法器和一个三极管放大电路。所述减法器由电阻R19,电阻R20,运算放大器lm358,稳压二极管VD1以及驱动正电源+18V构成。所述三极管放大电路由电阻R4、三极管Q4构成。电阻R19的左端接UC3854的vref引脚和电阻R18的右端、电阻R17的下端及电容C9的正极,电阻R19的右端接运算放大器lm358的同相输入端及稳压二极管VD1的阴极,稳压二极管VD1的阳极接参考地;电阻R20的左端接UC3854的caout引脚及电容C6、C7的负极,电阻R20的右端接运算放大器lm358的反向输入端和电阻R21的左端,电阻R21的右端接运算放大器lm358的输出端及电阻R4的左端;运算放大器lm358的同相输入端接电阻R19的右端和稳压二极管VD1的阴极,反相输入端接电阻R20的右端和电阻R21的左端,输出端接电阻R21的右端和电阻R4的左端,电源端vcc接驱动正电源+18V,电源端vee接参考地。电阻R4的左端接运算放大器lm358的输出端和电阻R21的右端,电阻R4的右端接三极管Q4的基极;三极管Q4的集电极接三极管Q2的集电极,Q4的发射极接参考地。
所述的受控电阻Rc电路中的R19,R20,R21都是5.1kΩ;所述的电阻R4是6.2k;所述的三极管Q4是C2655;所述的VD1是5.1V的稳压管。
所述驱动电路由驱动正电源+18V,三极管Q1和Q2,以及驱动电阻R1、R2构成。所述驱动正电源+18V接三极管Q1的集电极,所述三极管Q1的发射极接三极管Q2的发射极和驱动电阻R2的左端,驱动电阻R2的右端接升压电路的受控开关管Q0的栅极;三极管Q2的集电极接三极管Q4的集电极,三极管Q4的发射极接参考地,三极管Q1和Q2的基极接驱动电阻R1的右端,R1的左端接UC3854的gtdrv引脚获取驱动脉冲信号;
所述的驱动电路中,Q1采用的三极管型号为C2655,Q2采用的三极管型号为A1020,电阻R1为100Ω,电阻R2为10Ω。
在本实施案例中,采用了一个常用的UC3854控制器来控制一个升压直流变换电路。UC3854通过R5,R6构成的输出电压反馈,R3的输入电流反馈,以及其他***电路,构成了一个平均电流控制器。平均电流控制器的信号由caout输出,与ct脚的锯齿波信号相比较,产生PWM信号,经gtdr脚输出。此处的caout脚信号对应发明内容中所述的调制信号uc,ct脚信号对应发明内容中所述的载波信号ua,gtdr脚信号对应发明内容中所述的驱动脉冲源uPWM。
在本实施例中,因为稳压管VD1的电压为5.1V,则调制信号uc经lm358构成的减法器电路后,得到的输出电压为10.2-uc。此处的10.2V即对应发明内容中所述+up。而lm358的输出电压(10.2-uc)就对应发明内容中所述控制信号ucr。该控制信号ucr经R4和三极管Q4后,依据三极管的放大特性,产生了随ucr实时变化的三极管Q4输出电流,而三极管Q4输出电流就是驱动电路关断回路的电流。这就表明开关管Q0的关断速度能受调制信号uc实时调整。
本方法发明通过开关管关断速度实时调整方法,能够根据负载电流调整开关管关断速度,使得开关管在小于满载条件下,尤其是轻载条件下有更快的关断速度,从而提高轻载时的工作效率。
Claims (1)
1.一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法,其特征在于,所述方法在一个高频直流变换器的驱动电路中,构造一个受控电阻Rc,将其串联在开关管Q0驱动电路的关断电流回路中,从而实现开关管Q0关断速度的实时调整;
所述驱动电路由驱动正电源+Ucc,驱动负电源Uss,三极管Q1和Q2,驱动电阻R1、R2,驱动脉冲源uPWM,以及受控电阻Rc构成;驱动脉冲源uPWM接电阻R1的左端,电阻R1的右端接三极管Q1和Q2的基极,驱动正电源+Ucc接三极管Q1的集电极,三极管Q1的发射极接三极管Q2的发射极以及驱动电阻R2的左端,驱动电阻R2的右端接被驱动开关管Q0的栅极,三极管Q2的集电极接所述受控电阻Rc受控侧的上端,受控电阻Rc受控侧的下端接驱动负电源Uss,驱动正电源+Ucc与驱动负电源Uss的地与开关管Q0的发射极相连;受控电阻Rc的控制端接控制信号ucr;
所述受控电阻Rc包括控制端和受控端,控制端接控制信号ucr;受控端阻值受控制信号ucr控制;受控电阻利用三极管放大电路实现;
所述开关管Q0是全控型功率开关器件MOSFET或IGBT;
所述的驱动脉冲源uPWM是一个控制***产生的高频控制脉冲,由调制信号uc与载波信号ua比较产生,当调制信号uc大于载波信号ua时,输出uPWM信号为高电平;当调制信号uc小于载波信号ua时,输出uPWM信号为低电平;uPWM信号的占空比定义为D;
所述三极管放大电路由控制信号ucr,电阻R3和三极管Q3构成,电阻R3的左端接控制信号ucr,电阻R3的右端接三极管Q3的基极,三极管Q3的集电极和发射极分别连接受控电阻Rc受控侧的上下端;所述控制信号ucr由一个正电压+up减去调制信号uc而得到。
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Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104539167B (zh) * | 2014-12-19 | 2017-04-19 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种推挽变换器的同步整流控制方法及控制芯片 |
CN105048778B (zh) * | 2015-07-02 | 2019-01-08 | 南京航空航天大学 | 一种应用于高频pfc功率变换器的功率管自适应关断方法 |
CN112491252A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-03-12 | 深圳市永联科技股份有限公司 | 一种提升sic mosfet可靠性的驱动方法及电路 |
CN113434005B (zh) * | 2021-07-15 | 2022-06-21 | 苏州瀚宸科技有限公司 | 一种可控电阻电路 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0354435A2 (en) * | 1988-08-12 | 1990-02-14 | Hitachi, Ltd. | A drive circuit for an insulated gate transistor; and its use in a switching circuit, a current switching apparatus and an induction motor system |
CN1308407A (zh) * | 2000-12-26 | 2001-08-15 | 深圳市华为电气技术有限公司 | 单相功率因数校正升压变换器 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3883925B2 (ja) * | 2002-07-30 | 2007-02-21 | 三菱電機株式会社 | 電力用半導体素子の駆動回路 |
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2013
- 2013-07-03 CN CN201310274515.6A patent/CN103312131B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0354435A2 (en) * | 1988-08-12 | 1990-02-14 | Hitachi, Ltd. | A drive circuit for an insulated gate transistor; and its use in a switching circuit, a current switching apparatus and an induction motor system |
CN1308407A (zh) * | 2000-12-26 | 2001-08-15 | 深圳市华为电气技术有限公司 | 单相功率因数校正升压变换器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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PB01 | Publication | ||
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SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
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Granted publication date: 20160518 Termination date: 20190703 |