CN103312131B - 一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法 - Google Patents

Abstract

一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法，该方法在一个高频直流变换器的驱动电路中，构造一个可控电阻，将其串联在开关管驱动电路的关断电流回路中，从而实现开关管关断速度的实时调整。开关管的关断速度可以随负载电流大小做实时调整，提高了轻载条件下的开关管的关断速度，降低了开关管在轻载条件下的关断损耗。本发明可靠易行，可以用于直流变换器提高效率使用，尤其是可以应用于大功率的采用IGBT作为开关管的直流变换器，以提高其轻载下的工作效率。

Description

一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法

技术领域

本发明涉及一种开关管关断速度实时调整的方法，属于高频直流变换器的开关管驱动电路领域。

背景技术

在高频直流变换器中，开关管的驱动电路是影响其开通速度、关断速度及关断电压应力的主要因素，从而也严重影响了高频直流变换器的效率。然而，关断速度和关断电压应力是相互矛盾的。开关管的关断速度越快，带来的开关管上的关断电压应力越大；反之亦反。如附图1所示，当开关管Q₀关断时，如果电流下降的速度越快，在电路的分布电感L_s上产生的感应电压L_s×di/dt就越大，L_s×di/dt与U_s的和共同作用在开关管Q₀上，加大了开关管Q₀的关断电压应力。在实际工作时，负载电流越大，在开关管Q₀上流过的电流越大时，开关管Q₀的关断电压应力就越大。所以，在传统的设计中，驱动电路一般按照最大负载下开关管的关断电压应力不超过器件额定值的要求来设计。这样带来的现象是，在越低于最大负载电流的情况下，开关管的关断电压应力越小，电压裕量越大，尤其是当电路进入电感电流断续模式后。反过来，这其实表明，在低于最大负载电流的工作条件下，尤其是电感电流断续后的轻载条件下，开关管的关断速度完全可以设计得高于最大负载电流下的开关管关断速度，并保证其关断电压应力不超过器件的额定值。因为开关管的关断速度越快，关断损耗就越小，这带来的好处是可以提高低于最大负载电流工作条件下的电路效率，尤其是提高轻载下的电路效率。然而，在传统的驱动电路设计中，电路设计完成之后，参数就固定工作，没有根据电路电流来调整驱动电路参数，当然也就无法调整被驱动的开关管的关断速度。所以，有必要提出一种能根据电路电流来调整驱动电路参数，从而实时调整开关管关断速度的方法，以提高电路在轻载下的效率。

发明内容

本发明的目的是，提供一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法。

实现本发明的技术方案是：在一个高频直流变换器的驱动电路中，构造一个可控电阻，将其串联在开关管驱动电路的关断电流回路中，从而实现开关管关断速度的实时调整。

高频直流变换器包括高频非隔离型直流-直流变换器和高频隔离型直流-直流变换器。

本发明所述的开关管是上述高频直流变换器中的主开关管，不包括为了实现软开关目的而增加的辅助开关管。

所述的主开关管是全控型功率开关器件，包括功率MOSFET，IGBT，但不限于这两类。

本发明所述驱动电路，如附图2所示，由驱动正电源+U_cc，驱动负电源U_ss，三极管Q₁和Q₂，驱动电阻R₁、R₂，驱动脉冲源u_PWM，以及受控电阻R_c构成。驱动脉冲源u_PWM接电阻R₁的左端，电阻R₁的右端接三极管Q₁和Q₂的基极，驱动正电源+U_cc接三极管Q₁的集电极，三极管Q₁的发射极接三极管Q₂的发射极以及驱动电阻R₂的左端，驱动电阻R₂的右端接被驱动开关管Q₀的栅极，三极管Q₂的集电极接所述受控电阻R_c受控侧的上端，受控电阻R_c受控侧的下端接驱动负电源U_ss，驱动正电源+U_cc与驱动负电源U_ss的地与开关管Q₀的发射极相连。受控电阻R_c的控制端接控制信号u_cr。图中的电容C_gs是被驱动开关管Q₀的栅极等效寄生电容。

所述的驱动正电源+U_cc在+10V至+20V之间。

所述的驱动负电源U_ss在0V至-20V之间。

所述的驱动脉冲源u_PWM是一个控制***产生的高频控制脉冲，由调制信号u_c与载波信号u_a比较产生。当调制信号u_c大于载波信号u_a时，输出u_PWM信号为高电平；当调制信号u_c小于载波信号u_a时，输出u_PWM信号为低电平。如附图3所示。u_PWM信号的占空比定义为D。

所述的调制信号u_c由***控制环路产生及输出。

所述的载波信号u_a为三角波或者锯齿波。

所述的受控电阻R_c包括控制端和受控端，控制端接控制信号u_cr；受控端阻值受控制信号u_cr控制，并按照驱动电路中所述方法接入。受控电阻可以利用三极管放大电路，或者MOSFET放大电路实现，但不限于上述方法。

所述的控制信号u_cr由一个正电压+u_p减去调制信号u_c而得到，如附图4所示。

所述的三极管放大电路由控制信号u_cr，电阻R₃和三极管Q₃构成，电阻R₃的左端接控制信号u_cr，电阻R₃的右端接三极管Q₃的基极，三极管Q₃的集电极和发射极接附图2中受控电阻R_c受控侧的上下端。如附图5所示。

所述的MOSFET放大电路由控制信号u_cr，电阻R₄和MOSFET管Q₄构成，电阻R₄的左端接控制信号u_cr，电阻R₄的右端接MOSFET的栅极，MOSFET管Q₄的漏极和源极接附图2中受控电阻R_c受控侧的上下端。如附图6所示。

以下结合附图2~附图7说明本发明的工作原理。

附图7是输入输出电压固定状态下，直流变换器的工作占空比D与负载电流i_o的关系曲线示意图。其中A点是电感电流断续和连续的临界点。A点左侧为电感电流断续区，A点右侧为电感电流连续区。在电感电流断续区，占空比随负载电流上升而迅速上升；在电感电流连续区，占空比随负载电流上升而缓慢上升。

当电路分别工作在附图7曲线上的B点和C点时，有i_o(B)<i_o(C)，且D_(B)<D_(C)。相应B点和C点的调制信号u_c(B)和u_c(C)的关系是u_c(B)<u_c(C)，得到的控制信号u_cr(B)和u_cr(C)的关系为u_cr(B)>u_cr(C)。该u_cr信号送入附图6的MOSFET放大电路后，所述的u_cr信号在稳态下就等于u_GS信号，且u_GS(B)>u_GS(C)。根据附图8所示MOSFET工作特性曲线，产生的输出电流i_D(B)>i_D(C)，这意味着工作在B点时的驱动电路关断电流大于工作在C点的驱动电路关断电流。因为，驱动电路关断电流越大，开关管关断速度越快。所以，可见工作在B点时的开关管的关断速度高于工作在C点时的开关管的关断速度。这样就获得了开关管关断速度实时调整的方法。而在设计时，只要保证了电路在满载下开关管关断速度与传统设计方法设计的一样，就能够获得在小于满载条件下，尤其是轻载下更高的开关管关断速度，从而提高轻载的电路效率。

本发明的技术效果是：开关管的关断速度可以随负载电流大小做实时调整，提高了轻载条件下的开关管的关断速度，降低了开关管在轻载条件下的关断损耗。

本发明可靠易行，可以用于直流变换器提高效率使用，尤其是可以应用于大功率的采用IGBT作为开关管的直流变换器，以提高其轻载下的工作效率。

附图说明

图1为感性负载开关电路；

图2为一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法电路拓扑；

图3为驱动脉冲源u_PWM产生原理图；

图4为控制信号u_cr示意图；

图5为三极管放大电路图；

图6为MOSFET放大电路图；

图7为占空比与负载电流关系曲线；

图8为MOSFET工作特性曲线；

图9为具体实施电路拓扑。

具体实施方式

以下结合附图9的一个具体实例对本发明做进一步的详细说明。仅用以说明而非限制本发明的技术方案。

参见附图9，其为一个采用了本发明所述开关管关断速度实时调整方法的升压式直流变换器。附图9包含四个部分：（1）升压型直流变换器；（2）升压电路控制电路；（3）受控电阻；（4）驱动电路。

所述升压型直流变换器属于非隔离型高频直流变换器，由输入电源U_in，滤波电感L₁，受控开关管Q₀，二极管D₁，输出电容C_o、负载电阻R_L以及电流检测电阻R₃、电压检测电阻R₅和R₆构成。

所述的输入电源U_in的正极接滤波电感L₁的左端，L₁的右端接二极管D₁的阳极和受控开关管Q₀的集电极，Q₀的栅极接驱动电阻R₂的左端，Q₀的发射极极接电流检测电阻R₃的右端和输出电容C_o的负极、负载电阻R_L的下端、电压检测电阻R₆的下端，电流检测电阻R₃的左端接输入电源U_in的负极；二极管D₁的阳极接滤波电感L₁的右端以及受控开关管Q₀的集电极，二极管D₁的阴极接输出电容C_o的正极、输出负载R_L的上端以及电压检测电阻R₅的上端，R₅的下端接电压检测电阻R₆的上端。电压检测电阻R₆、输出负载R_L的下端、输出电容C_o的负极，受控开关管Q₀的发射极以及电流检测电阻R₃的左端共同接参考地。

所述的受控开关管Q₀采用的IGBT型号为IRG4PC50U，二极管D₁采用RHRG5080超快恢复二极管。U_in为200V，电感L₁为1mH，额定输出功率为4KW，输出电容C_o为470μF，电流检测电阻R₃为0.04Ω、电压检测电阻R₅和R₆分别为520kΩ和10kΩ。

所述升压电路控制电路，是对升压型直流变换器进行平均电流控制的电路，由控制芯片IC₁(UC3854)及其***电路构成。

其中UC3854的ena引脚接UC3854的vref引脚和电容C₈的正极，电容C₈的负极接参考地。

UC3854的vsense引脚与电压检测电阻R₅的上端、电压检测电阻R₆的下端、电容C₄的正极以及电阻R₁₂的左端相连；电容C₄的负极接电阻R₁₂的右端并连接到UC3854的vaout引脚。电压检测电阻R₅、R₆构成反馈电压分压电路，电容C₄及电阻R₁₂构成电压环控制补偿电路。

UC3854的iac引脚接电阻R₈的右端以及电阻R₁₇的上端；电阻R₈的左端接升压电路输入电源U_in的正极和电阻R₉的上端；电阻R₁₇的下端接UC3854的vref引脚和电容C₉的正极及电阻R₁₈的右端、电阻R₁₉的左端，电容C₉的负极接参考地，电阻R₁₈的左端接UC3854的pklmt引脚和电容C₁₀的正极、电阻R₁₆的右端，电阻R₁₉的右端接运算放大器同相输入端和稳压二极管VD₁的阴极。

UC3854的vrms引脚接电阻R₁₀的右端、电阻R₁₁的右端、电容C₂的正极；电阻R₁₀的左端接电阻R₉的下端以及电容C₁的正极，电容C₁的负极接参考地，电阻R₉的上端接输入电源U_in的正极和电阻R₈的左端，电阻R₈的右端接UC3854的iac引脚以及电阻R₁₇的上端；电阻R₁₁的左端接参考地；电容C₂的负极接参考地。

UC3854的ss引脚接电容C₃的正极，电容C₃的负极接参考地。

UC3854的multout引脚接电阻R₁₃的右端；电阻R₁₃的左端接电流检测电阻R₃的左端以及输入电源U_in的负极和电阻R₁₆的左端，电阻R₁₆的右端接电容C₁₀的正极和电阻R₁₈的左端以及UC3854的pklmt引脚，电容C₁₀的负极接参考地。

UC3854的isense引脚接电阻R₇的下端、电阻R₁₅的左端以及电容C₇的正极；电阻R₇的上端接电流检测电阻R₃的右端以及参考地；电阻R₁₅的右端接电容C₆的正极，电容C₆的负极接电容C₇的负极以及UC3854的caout引脚和电阻R₂₀的左端；电容C₇的负极接电容C₆的负极和UC3854的caout引脚以及电阻R₂₀的左端。电阻R₁₇和电容C₆、C₇一起构成电流环控制补偿电路。

UC3854的ct引脚接电容C₅的正极，电容C₅的负极接电阻R₁₄的左端以及参考地。

UC3854的rest引脚接电阻R₁₄的右端，电阻R₁₄的左端接电容C₅的负极和参考地。电阻R₁₄和电容C₅决定振荡器的振荡频率。

UC3854的gnd引脚接参考地。

UC3854的gtdrv引脚接驱动电阻R₁的左端，驱动电阻R₁的右端接三极管Q₁、Q₂的基极。

UC3854的caout引脚接电阻R₂₀的左端、电容C₆和电容C₇的负极；电阻R₂₀的右端接运算放大器lm358的反相输入端和电阻R₂₁的左端；电容C₆的正极接电阻R₁₅的右端，电阻R₁₅的左端接电容C₇的正极和UC3854的isense引脚；电容C₇的正极接电阻R₁₅的左端和UC3854的isense引脚。

UC3854的pklmt引脚接电阻R₁₈的左端、电容C₁₀的正极、电阻R₁₆的右端；电阻R₁₈的右端接UC3854的vref引脚、电容C₉的正极、电阻R₁₇的下端和电阻R₁₉的左端，电容C₉的负极接参考地，电阻R₁₇的上端接电阻R₈的右端和UC3854的iac引脚，电阻R₁₉的右端接运算放大器lm358的同相输入端和稳压二极管VD₁的阳极；稳压二极管VD₁的阴极接参考地；电容C₁₀的负极接参考地；电阻R₁₆的左端接电阻R₁₃的左端和电流检测电阻R₃的左端以及输入电源U_in的负极，电阻R₁₃的右端接UC3854的multout引脚。

UC3854的vref引脚接UC3854的ena引脚、电阻R₁₇的下端、电容C₉的正极、电容C₈的正极、电阻R₁₈的右端和电阻R₁₉的左端；电阻R₁₇的上端接电阻R₈的右端和UC3854的iac引脚；电容C₉的负极接参考地；电阻R₁₈的左端接UC3854的pklmt引脚和电容C₁₀的正极、电阻R₁₆的右端；电阻R₁₉的右端接运算放大器lm358的同相输入端和稳压二极管VD₁的阴极。

UC3854的vcc引脚接正电源+18V、电容C₁₀的正极和UC3854的ena引脚；；电容C₁₀的负极接参考地。

所述升压控制电路中的电阻R₇为4kΩ，电阻R₈为910kΩ，电阻R₉为910kΩ，电阻R₁₀为91kΩ，电阻R₁₁为20kΩ，电阻R₁₂为40kΩ，电阻R₁₃为4kΩ，电阻R₁₄为15kΩ，电阻R₁₅为24kΩ，电阻R₁₆为1.6kΩ,电阻R₁₇为220kΩ,电阻R₁₈为10kΩ；电容C₁为0.1μF,电容C₂为0.5μF,电容C₃为0.01μF,电容C₄为47nF,电容C₅为800pF,电容C₆为620pF,电容C₇为620pF,电容C₈为0.1μF,电容C₉为0.1μF,电容C₁₀为470pF,

所述受控电阻R_c电路包括一个减法器和一个三极管放大电路。所述减法器由电阻R₁₉，电阻R₂₀，运算放大器lm358，稳压二极管VD₁以及驱动正电源+18V构成。所述三极管放大电路由电阻R₄、三极管Q₄构成。电阻R₁₉的左端接UC3854的vref引脚和电阻R₁₈的右端、电阻R₁₇的下端及电容C₉的正极，电阻R₁₉的右端接运算放大器lm358的同相输入端及稳压二极管VD₁的阴极，稳压二极管VD₁的阳极接参考地；电阻R₂₀的左端接UC3854的caout引脚及电容C₆、C₇的负极，电阻R₂₀的右端接运算放大器lm358的反向输入端和电阻R₂₁的左端，电阻R₂₁的右端接运算放大器lm358的输出端及电阻R₄的左端；运算放大器lm358的同相输入端接电阻R₁₉的右端和稳压二极管VD₁的阴极，反相输入端接电阻R₂₀的右端和电阻R₂₁的左端，输出端接电阻R₂₁的右端和电阻R₄的左端，电源端vcc接驱动正电源+18V，电源端vee接参考地。电阻R₄的左端接运算放大器lm358的输出端和电阻R₂₁的右端，电阻R₄的右端接三极管Q₄的基极；三极管Q₄的集电极接三极管Q₂的集电极，Q₄的发射极接参考地。

所述的受控电阻R_c电路中的R₁₉，R₂₀，R₂₁都是5.1kΩ；所述的电阻R₄是6.2k；所述的三极管Q₄是C2655；所述的VD₁是5.1V的稳压管。

所述驱动电路由驱动正电源+18V，三极管Q₁和Q₂，以及驱动电阻R₁、R₂构成。所述驱动正电源+18V接三极管Q₁的集电极，所述三极管Q₁的发射极接三极管Q₂的发射极和驱动电阻R₂的左端，驱动电阻R₂的右端接升压电路的受控开关管Q₀的栅极；三极管Q₂的集电极接三极管Q₄的集电极，三极管Q₄的发射极接参考地，三极管Q₁和Q₂的基极接驱动电阻R₁的右端，R₁的左端接UC3854的gtdrv引脚获取驱动脉冲信号；

所述的驱动电路中，Q₁采用的三极管型号为C2655，Q₂采用的三极管型号为A1020，电阻R₁为100Ω，电阻R₂为10Ω。

在本实施案例中，采用了一个常用的UC3854控制器来控制一个升压直流变换电路。UC3854通过R5,R6构成的输出电压反馈，R3的输入电流反馈，以及其他***电路，构成了一个平均电流控制器。平均电流控制器的信号由caout输出，与ct脚的锯齿波信号相比较，产生PWM信号，经gtdr脚输出。此处的caout脚信号对应发明内容中所述的调制信号u_c，ct脚信号对应发明内容中所述的载波信号u_a，gtdr脚信号对应发明内容中所述的驱动脉冲源u_PWM。

在本实施例中，因为稳压管VD₁的电压为5.1V，则调制信号u_c经lm358构成的减法器电路后，得到的输出电压为10.2－u_c。此处的10.2V即对应发明内容中所述+u_p。而lm358的输出电压（10.2－u_c）就对应发明内容中所述控制信号u_cr。该控制信号u_cr经R4和三极管Q₄后，依据三极管的放大特性，产生了随u_cr实时变化的三极管Q₄输出电流，而三极管Q₄输出电流就是驱动电路关断回路的电流。这就表明开关管Q₀的关断速度能受调制信号u_c实时调整。

本方法发明通过开关管关断速度实时调整方法，能够根据负载电流调整开关管关断速度，使得开关管在小于满载条件下，尤其是轻载条件下有更快的关断速度，从而提高轻载时的工作效率。

Claims (1)

1.一种高频直流变换器开关管关断速度实时调整方法，其特征在于，所述方法在一个高频直流变换器的驱动电路中，构造一个受控电阻R_c，将其串联在开关管Q₀驱动电路的关断电流回路中，从而实现开关管Q₀关断速度的实时调整；

所述驱动电路由驱动正电源+U_cc，驱动负电源U_ss，三极管Q₁和Q₂，驱动电阻R₁、R₂，驱动脉冲源u_PWM，以及受控电阻R_c构成；驱动脉冲源u_PWM接电阻R₁的左端，电阻R₁的右端接三极管Q₁和Q₂的基极，驱动正电源+U_cc接三极管Q₁的集电极，三极管Q₁的发射极接三极管Q₂的发射极以及驱动电阻R₂的左端，驱动电阻R₂的右端接被驱动开关管Q₀的栅极，三极管Q₂的集电极接所述受控电阻R_c受控侧的上端，受控电阻R_c受控侧的下端接驱动负电源U_ss，驱动正电源+U_cc与驱动负电源U_ss的地与开关管Q₀的发射极相连；受控电阻R_c的控制端接控制信号u_cr；

所述受控电阻R_c包括控制端和受控端，控制端接控制信号u_cr；受控端阻值受控制信号u_cr控制；受控电阻利用三极管放大电路实现；

所述开关管Q₀是全控型功率开关器件MOSFET或IGBT；

所述的驱动脉冲源u_PWM是一个控制***产生的高频控制脉冲，由调制信号u_c与载波信号u_a比较产生，当调制信号u_c大于载波信号u_a时，输出u_PWM信号为高电平；当调制信号u_c小于载波信号u_a时，输出u_PWM信号为低电平；u_PWM信号的占空比定义为D；

所述三极管放大电路由控制信号u_cr，电阻R₃和三极管Q₃构成，电阻R₃的左端接控制信号u_cr，电阻R₃的右端接三极管Q₃的基极，三极管Q₃的集电极和发射极分别连接受控电阻R_c受控侧的上下端；所述控制信号u_cr由一个正电压+u_p减去调制信号u_c而得到。