CN103280959A - 开关电源变换器同步整流电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源变换器同步整流电路，包括变压器、与所述变压器的初级线圈绕组连接的同步整理输出电路、连接于所述变压器的次级线圈绕组和电源负载之间的控制电路；所述控制电路至少由开关管、第一芯片和第二芯片连接构成，所述第一芯片和第二芯片连接后连接到所述次级线圈绕组的正向端，且连接于所述开关管的输入端与控制端之间；所述开关管的输出端连接所述次级线圈绕组的反向端；所述第二芯片与所述开关管的输出端连接的支路上设有单向导通原件，从而阻断所述次级线圈绕组感应生成的反向电流通过所述支路流入所述第二芯片。

Description

开关电源变换器同步整流电路

技术领域

本发明涉及一种开关电源电路领域，更具体地涉及一种部分限制元器件温升过高的开关电源变换器同步整流电路。

背景技术

图1是表示现有技术的开关电源变换器同步整流电路，包括变压器T1、与所述变压器T1的初级线圈绕组L1连接的同步整理输出电路11、连接于所述变压器的次级线圈绕组L2和电源负载R10之间的第一控制电路21和连接于所述变压器的次级线圈绕组L3和电源负载R10之间的第二控制电路22。所述第一控制电路21和第二控制电路22的内部结构是一样的，例如，取第一控制电路21来具体描述，包括MOSFET开关管Q5、第一芯片U1(MMDT4413)和第二芯片U2(MMDT4401)，其中，所述U1和U2均为集成电路，其等效于方框内的分立元件组成。

具体的，所述第一芯片U1包括第三三极管Q3和第四三极管Q4，所述第三三极管Q3的发射极与所述第四三极管Q4的发射极连接，且连接到所述开关管Q5的栅极，所述第三三极管Q3的集电极连接所述次级线圈绕组L2的一端，所述第四三极管Q4的集电极连接所述开关管Q5的源极，所述第三三极管Q3和第四三极管Q4的基极连接，且通过电阻R1连接到开关管Q5的源极；所述开关管的漏极连接所述次级线圈绕组L2的另一端。所述第二芯片包括第一三极管Q1和第二三极管Q2，所述第二三极管Q2的发射极连接所述开关管Q5的源极，集电极连接所述第三三极管Q3的基极，并通过电阻R2连接到所述次级线圈绕组L2的一端，基极连接所述第一三极管Q1的基极；所述第一三极管Q1的发射极通过电阻R3连接到所述次级线圈绕组L2的一端，同时连接其基极，所述第一三极管Q1的集电极通过电阻R4连接到所述开关管Q5的漏极。

具体的，变压器T1的L1、L2、L3各绕组在每个工作周期内的电流由正向电流和反向电流组成，电流方向和相位由绕组的同名端决定。而第二控制芯片U2内部的第一三极管Q1可以等效成二极管D3来理解，如图1所示。变压器T1内L1绕组在每个工作周期内正半周期和负半周期轮流导通，而内部绕组L2\L3的感应电流方向相位相反，当绕组L2电流方向朝图1中的箭头1的方向时(绕组L2反向电流)，开关管Q5关闭，但反向电流可流经R4→第二控制芯片U2内部的第一三极管Q1(如图中所示，第一三极管Q1可以等效为二极管D3’)→第二控制芯片U2内部的第二三极管Q2的be结→电源的负载R10→回到绕组L2的另一端形成回路。形成这条回路上反向电流的原因是由第二控制芯片U2内部的第一三极管Q1(等效二极管D3)反向恢复时间长所引起，这个回路的反向电流与电源负载和工作频率成正比，如果工作频率越高和电源负载越重，从而导致这条支路的反向电流就越大(反向恢复时间是二极管的一个特性参数，反向恢复时间越长可导致二极管的反向电流越大)，这个电流引起第二控制芯片U2发热严重和温度升高65度以上(同样，也会影响到第二控制电路22的第二控制芯片U4发热严重和温度升高65度以上)，从而在一定程度上影响开关电源变换器的工作，降低产品使用的寿命。

发明内容

本发明的目的是提供一种开关电源变换器同步整流电路，能够有效降低控制芯片的发热和温度升高，从而提高产品的使用寿命。

为实现上述目的，本发明提供一种开关电源变换器同步整流电路，包括变压器、与所述变压器的初级线圈绕组连接的同步整理输出电路、连接于所述变压器的次级线圈绕组和电源负载之间的控制电路；所述控制电路至少由开关管、第一芯片和第二芯片连接构成，所述第一芯片和第二芯片连接后连接到所述次级线圈绕组的正向端，且连接于所述开关管的输入端与控制端之间；所述开关管的输出端连接所述次级线圈绕组的反向端；其特征在于，所述第二芯片与所述开关管的输出端连接的支路上设有单向导通原件，从而阻断所述次级线圈绕组感应生成的反向电流通过所述支路流入所述第二芯片。

作为上述方案的改进，所述单向导通原件为二极管。

作为上述方案的改进，所述第一芯片包括第三三极管Q3和第四三极管Q4，所述第三三极管Q3的发射极与所述第四三极管Q4的发射极连接，且连接到所述开关管的栅极，所述第三三极管Q3的集电极连接所述次级线圈绕组的正向端，所述第四三极管Q4的集电极连接所述开关管的源极，所述第三三极管Q3和第四三极管Q4的基极连接，且通过电阻R1连接到开关管的源极；所述开关管的漏极连接所述次级线圈绕组的反向端；所述第二芯片包括第一三极管Q1和第二三极管Q2，所述第二三极管Q2的发射极连接所述开关管的源极，集电极连接所述第三三极管Q3的基极，并通过电阻R2连接到所述次级线圈绕组的正向端，基极连接所述第一三极管Q1的基极；所述第一三极管Q1的发射极通过电阻R3连接到所述次级线圈绕组的正向端，同时连接其基极，所述第一三极管Q1的集电极通过电阻R4和所述二极管D1连接到所述开关管的漏极。

作为上述方案的改进，所述开关管为MOSFET管，所述第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3为NPN三极管，所述第四三极管Q4为PNP三极管。

作为上述方案的改进，所述次级线圈绕组包括多个绕组，每一绕组连接对应连接一个所述控制电路，且每个控制电路之间连接一个隔离电容。

作为上述方案的改进，所述次级线圈绕组包括两个绕组，且两个绕组的感应电流方向相位相反。

作为上述方案的改进，所述同步整理输出电路可为单端反激、半桥或LLC拓扑同步整理输出电路。

作为上述方案的改进，所述控制电路和电源负载之间还连接滤波电路。与现有技术相比，本发明开关电源变换器同步整流电路通过设置增加一个单向导通元件(二极管)，从而阻断所述次级线圈绕组感应生成的反向电流通过所述支路流入芯片。具体的，使控制电路的控制芯片通过串联的电阻和二极管连接到开关管的漏极。这样，流经电阻的反向电流被二极管阻断，从而限制该反向电流的形成，进而有效降低了控制芯片的发热，提高电路可靠性，从而提高产品的使用寿命。

通过以下的描述并结合附图，本发明将变得更加清晰，这些附图用于解释本发明的实施例。

附图说明

图1为现有技术的开关电源变换器同步整流电路的电路图；

图2为本发明开关电源变换器同步整流电路的第一实施例的电路图；

图3是本发明开关电源变换器同步整流电路的第二实施例的电路图；

图4为本发明开关电源变换器同步整流电路的第三实施例的电路图。

具体实施方式

现在参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的元件标号代表类似的元件。

实施例1

请参考图2，为本发明开关电源变换器同步整流电路的第一实施例的电路图。所述开关电源变换器同步整流电路包括变压器T1、与所述变压器T1的初级线圈绕组L1连接的同步整理输出电路11、连接于所述变压器T1的次级线圈绕组L2和电源负载R10之间的控制电路21。所述控制电路21包括开关管Q5(MOSFET)、第一芯片U1(MMDT4413)和第二芯片U2(MMDT4401)，其中，所述U1和U2均为集成电路，其等效于方框内的分立元件组成。

具体的，所述第一芯片U1包括第三三极管Q3和第四三极管Q4，所述第三三极管Q3的发射极与所述第四三极管Q4的发射极连接，且同时连接到所述开关管Q5的栅极，所述第三三极管Q3的集电极连接所述次级线圈绕组L2的正向端，所述第四三极管Q4的集电极连接所述开关管Q5的源极，所述第三三极管Q3和第四三极管Q4的基极连接，且通过电阻R1连接到开关管Q5的源极；所述开关管Q5的漏极连接所述次级线圈绕组L2的反向端，所述开关管Q5的源极连接到电源负载R10的一端，所述电源负载R10的另一端连接到所述次级线圈绕组L2的正向端。所述第二芯片U2包括第一三极管Q1和第二三极管Q2，所述第二三极管Q2的发射极连接所述开关管Q5的源极，集电极连接所述第三三极管Q3的基极，并通过电阻R2连接到所述次级线圈绕组L2的正向端，基极连接所述第一三极管Q1的基极。所述第一三极管Q1的发射极通过电阻R3连接到所述次级线圈绕组L2的正向端，同时连接其基极，而所述第一三极管Q1的集电极通过串联的电阻R4和二极管D1后连接到所述开关管Q5的漏极。

在本实施例中，通过第一控制芯片U1、控制芯片U2以及周边元件R1、R2、R3、R4和二极管D1实现对开关管Q5的开通和关闭，从而控制同步整流。当电流流入变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流出，开关管Q5开通；当电流流出变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流入，开关管Q5关闭。

具体的，当电流流入变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流出，(即变压器的内部绕组L2是正相时)，这时电流方向朝图2中箭头2的方向，开关MOS(同步整流)管Q5开通，而流经电阻R4的控制回路电流方向朝二极管D1的正向，可以形成回路，属正常工作。

当电流流出变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流入(即变压器的内部绕组L2反相时)，电流方向朝图2中箭头1的方向时，而流经电阻R4的控制回路反向电流会被二极管D1阻断，这个反向电流如图中虚线所示，在电路正常工作时是不需要的。因此，阻断这个反向电流能够改善控制第二芯片U2温度升高，从而提高了电路的可靠性。

优选的，在本实施例中，所述第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3为NPN三极管，所述第四三极管Q4为PNP三极管。

优选的，在本实施例中，所述同步整理输出电路11可为半桥或LLC拓扑同步整理输出电路，其具体结构为本技术领域人员所熟悉，在此不再详细描述。

优选的，在本实施例中，所述控制电路21和电源负载R10之间还可连接滤波电路。

可以理解的，本实施例的开关电源变换器同步整流电路为单路同步整流电路，变压器T只有一个次级线圈绕组(L2)，即只通过一支控制电路来实现同步整流。

实施例2

请参考图3，为本发明开关电源变换器同步整流电路的第二实施例的电路图。与第一实施例的开关电源变换器同步整流电路一样，变压器T1、与所述变压器T1的初级线圈绕组L1连接的同步整理输出电路11、连接于所述变压器T1的次级线圈绕组L2和电源负载R10之间的控制电路21。所述控制电路21包括开关管Q5(MOSFET)、第一芯片U1(MMDT4413)和第二芯片U2(MMDT4401)，其中，所述U1和U2均为集成电路，其等效于方框内的分立元件组成。

其中，所述控制电路21的电路结构和工作原理与第一实施例的控制电路21相同(参考图2)，在此不再详述。

与第一实施例不同的是，本实施例的开关电源变换器同步整流电路为单端反激同步整理输出电路。

实施例3

请参考图4，为本发明开关电源变换器同步整流电路的第三实施例的电路图。与第一实施例的开关电源变换器同步整流电路一样，所述开关电源变换器同步整流电路包括变压器T1、与所述变压器T1的初级线圈绕组L1连接的同步整理输出电路11、连接于所述变压器T1的次级线圈绕组L2和电源负载R10之间的第一控制电路21。

与第一实施例不同的是，所述开关电源变换器同步整流电路还包括变压器T的次级线圈绕组L3、连接于所述次级线圈绕组L3和电源负载R10之间的第二控制电路22。其中，次级线圈绕组L2和L3的感应电流方向相位相反。而所述第一控制电路21和第二控制电路22之间连接一个隔离电容C1以隔离。

其中，所述第一控制电路21的电路结构和工作原理与第一实施例的控制电路21相同(参考图2)，在此不再详述。

而所述第二控制电路22的电路结构与第一控制电路21相同，具体包括：开关管Q6(MOSFET)、第三芯片U3(MMDT4413)和第四芯片U4(MMDT4401)，其中，所述U3和U4均为集成电路，其等效于方框内的分立元件组成。

具体的，所述第三芯片U3包括第七三极管Q7和第八三极管Q8，所述第七三极管Q7的发射极与所述第八二极管Q8的发射极连接，且同时连接到所述开关管Q6的栅极，所述第七三极管Q7的集电极连接所述次级线圈绕组L3的正向端，所述第八三极管Q8的集电极连接所述开关管Q6的源极，所述第七三极管Q7和第八三极管Q8的基极连接，且通过电阻R5连接到开关管Q5的源极；所述开关管Q5的漏极连接所述次级线圈绕组L3的反向端，所述开关管Q6的源极连接到电源负载R10的一端，所述电源负载R10的另一端连接到所述次级线圈绕组L3的正向端。所述第四芯片U4包括第五三极管Q5和第六三极管Q6，所述第六三极管Q6的发射极连接所述开关管Q6的源极，集电极连接所述第七三极管Q7的基极，并通过电阻R6连接到所述次级线圈绕组L3的正向端，基极连接所述第五三极管Q5的基极。所述第五三极管Q5的发射极通过电阻R7连接到所述次级线圈绕组L3的正向端，同时连接其基极，而所述第五三极管Q5的集电极通过串联的电阻R8和二极管D2后连接到所述开关管Q6的漏极。

在本实施例中，通过第一控制芯片U1、第二控制芯片U2、第三控制芯片U3、第四控制芯片U4以及周边元件等实现对开关管Q5和Q6的开通和关闭，从而控制同步整流。当电流流入变压器T的L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流出，开关管Q5开通；同时L3绕组同名端电流流出，开关管Q6关闭。当电流流出变压器T的L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流入，开关管Q5关闭，这时L3绕组同名端电流流入，开关管Q6开通。

具体的，当电流流入变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流出，(即变压器的内部绕组L2是正相时)，这时电流方向朝图4中箭头2的方向，开关MOS(同步整流)管Q5开通，而流经电阻R4的控制回路电流方向朝二极管D1的正向，可以形成回路，属正常工作。

当电流流出变压器L1绕组同名端时，L2绕组同名端电流流入(即变压器的内部绕组L2反相时)，电流方向朝图2中箭头1的方向时，而流经电阻R4的控制回路反向电流会被二极管D1阻断，这个反向电流如图中虚线所示，在电路正常工作时是不需要的。因此，阻断这个反向电流能够改善控制第二芯片U2温度升高，从而提高了电路的可靠性。

同理，当电流流出变压器L1绕组同名端时，L3绕组同名端电流流入，这时电流方向朝图4中箭头4的方向，开关MOS(同步整流)管Q6开通，而流经电阻R8的控制回路电流方向朝二极管D2的正向，可以形成回路，属正常工作。

当电流流入变压器L1绕组同名端时，L3绕组同名端电流流出，电流方向朝图4中箭头3的方向时，而流经电阻R8的控制回路反向电流会被二极管D2阻断，这个反向电流方向图中未示，在电路正常工作时是不需要的。因此，阻断这个反向电流能够改善控制第四芯片U4温度升高，从而提高了电路的可靠性。

优选的，在本实施例中，所述第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3为NPN三极管，所述第四三极管Q4为PNP三极管。所述第五三极管Q5、第六三极管Q6和第七三极管Q7为NPN三极管，所述第八三极管Q8为PNP三极管。

优选的，在本实施例中，所述同步整理输出电路11可为半桥或LLC拓扑同步整理输出电路，其具体结构为本技术领域人员所熟悉，在此不再详细描述。

优选的，在本实施例中，所述第一控制电路21和电源负载R10之间还可连接滤波电路。

可以理解的，本实施例的开关电源变换器同步整流电路为双路同步整流电路，变压器T有两个次级线圈绕组(L2和L3)，即只通过两支控制电路来实现同步整流。

可以理解的，本实施例的开关电源变换器同步整流电路也可为多路同步整流电路，多路同步整流是单路同步整流的重复应用。

以上结合最佳实施例对本发明进行了描述，但本发明并不局限于以上揭示的实施例，而应当涵盖各种根据本发明的本质进行的修改、等效组合。

Claims (8)

1.一种开关电源变换器同步整流电路，包括变压器、与所述变压器的初级线圈绕组连接的同步整理输出电路、连接于所述变压器的次级线圈绕组和电源负载之间的控制电路；所述控制电路至少由开关管、第一芯片和第二芯片连接构成，所述第一芯片和第二芯片连接后连接到所述次级线圈绕组的正向端，且连接于所述开关管的输入端与控制端之间；所述开关管的输出端连接所述次级线圈绕组的反向端；其特征在于，所述第二芯片与所述开关管的输出端连接的支路上设有单向导通原件，从而阻断所述次级线圈绕组感应生成的反向电流通过所述支路流入所述第二芯片。

2.如权利要求1所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述单向导通原件为二极管。

3.如权利要求2所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述第一芯片包括第三三极管Q3和第四三极管Q4，所述第三三极管Q3的发射极与所述第四三极管Q4的发射极连接，且连接到所述开关管的栅极，所述第三三极管Q3的集电极连接所述次级线圈绕组的正向端，所述第四三极管Q4的集电极连接所述开关管的源极，所述第三三极管Q3和第四三极管Q4的基极连接，且通过电阻R1连接到开关管的源极；所述开关管的漏极连接所述次级线圈绕组的反向端；所述第二芯片包括第一三极管Q1和第二三极管Q2，所述第二三极管Q2的发射极连接所述开关管的源极，集电极连接所述第三三极管Q3的基极，并通过电阻R2连接到所述次级线圈绕组的正向端，基极连接所述第一三极管Q1的基极；所述第一三极管Q1的发射极通过电阻R3连接到所述次级线圈绕组的正向端，同时连接其基极，所述第一三极管Q1的集电极通过电阻R4和所述二极管D1连接到所述开关管的漏极。

4.如权利要求1所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述开关管为MOSFET管，所述第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3为NPN三极管，所述第四三极管Q4为PNP三极管。

5.如权利要求1所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述次级线圈绕组包括多个绕组，每一绕组连接对应连接一个所述控制电路，且每个控制电路之间连接一个隔离电容。

6.如权利要求5所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述次级线圈绕组包括两个绕组，且两个绕组的感应电流方向相位相反。

7.如权利要求1所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述同步整理输出电路可为单端反激、半桥或LLC拓扑同步整理输出电路。

8.如权利要求1所述的开关电源变换器同步整流电路，其特征在于：所述控制电路和电源负载之间还连接滤波电路。

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