CN103269253A - 基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，属于电路结构技术领域。其包括无源互调测量模块和多阶数字扫频故障定位模块；无源互调测量模块将两个信号源合成一路大功率信号后输入至受测***并获得互调信号；多阶数字扫频故障定位模块包括互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元、多阶数字扫描发生器单元和故障定位信号分析单元；从而能够利用采用矢量测量的方式实现快速精确的互调测试，同时能够方便地选择无源互调的测量阶数，并通过计算受测***的信号传输特性，实现多阶无源互调信号的故障定位分析，本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其结构简单，成本低廉，应用范围也较为广泛。

Description

基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构

技术领域

本发明涉及电路结构技术领域，特别涉及无源互调测试电路结构技术领域，具体是指一种基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构。

背景技术

在移动通信***中，随着频带越来越拥挤，固定带宽内需要通过的信息量日益增加，无源互调成为了限制***容量的一个重要因素，也是造成现在通信质量下降的一个主要原因。如同在有源器件中一样，两个或更多的频率在非线性器件中混合便产生了杂散信号——无源互调。当杂散互调信号落在基站的接收频带内，接收机的灵敏度就会降低，从而导致通话质量或***载波干扰比（C/I）的降低以及通信***的容量的减少。

无源互调由许多因素引发，其中包括：机械接触不良、射频通道中包含的磁性导体和射频传导面的污染等等。虽然精确预计器件的无源互调电平比较困难，但是可以用测量的数据来表征器件。因为无源互调的性能会随着结构上的微小改变而变化，因此制造商应该对应用在基站中的射频器件进行100%的检查，以确保器件的无源互调始终维持在合格范围内。

良好的通信质量要求保持一个可以容忍的载干（C/I）比，因此希望干扰I越小越好。在理想情况下，干扰总是小于接收机的底噪。无源互调失真是目前移动通信基站***经常会遇到的问题或麻烦。通常，基站天馈***在被注入两个+43dBm的载波信号时，无源互调不能大于-110dBm，即-153dBc。

因此，为了测试天馈***的无源互调失真，较为简单的方法是在天馈***一端注入两个固定频率的20W信号，测试装置通过信号分离和高灵敏度接收，测量天馈***产生的无源互调失真信号的功率值。

较为典型的无源互调测试仪器的原理框图如图1所示。其基本工作原理如下：信号源1和信号源2分别工作在移动通信***的发射频带内。当测量时，产生具有一定频差的频率合成载波信号，两路载波分别经过功率放大器后，产生大于+43dBm的信号，经过隔离器后输入到功率合成器的两个输入端口，由功率合成器将两路大功率载波信号合成为一路信号。功率合成器输出的大功率信号传输到双工器端口，并通过双工器输出到测试端口，测试端口的被测部件或***，如基站的天馈线缆，被注入两个+43dBm的载波信号时，由于产生非线性失真，会出现3阶、5阶、7阶等无源互调干扰信号。互调信号又通过测量端口进入到双工器，当互调信号的频率恰好落在通信***的接收频带内时，互调信号便通过接收滤波器并输入到接收机。通常，接收机需要很高的接收灵敏度，很多无源互调测试仪器都采用频谱仪模块，为了提高接收灵敏度，在频谱仪模块的前端增加低噪声放大器部件，使接收机的灵敏度达到-135dBm，甚至更高。为了测量无源互调失真在20W功率状态下的指标，测试端口的信号功率一定不能小于+43dBm，因此功率放大器输出端的功率必须要有一定的功率余量，从而能够抵消功率放大器之后的隔离器、合路器、双工器以及电缆、接头的传输损耗。

无源互调和一般的互调一样，都是由两个信号交调所产生的，互调产物包括3阶、5阶、7阶以及更高的阶数，阶数越高其能量越小。互调产物的频率可由下式计算获得：

f_im＝mf₁+nf₂

式中，m和n均为整数，其取值可以是零、正整数和负整数，其中|m|+|n|就是无源互调信号的阶数，具体计算如下所示：

f_im3＝2×f₁±1×f₂；

f_im5＝3×f₁±2×f₂；

f_im7＝4×f₁±3×f₂；

f_im9＝5×f₁±4×f₂；

f_im11＝6×f₁±5×f₂；

无源器件非线性产生的寄生信号频率是原来信号频率的线性组合。在移动通信***中，较低阶的奇次互调产物通常影响最大，因为它们在基站接收带或上行通路中出现的概率最大，而且较低阶的互调功率也最大，在基站接收机中就很容易产生信号干扰。通常，基站对***中各个部件都有互调指标要求，但由于环境和产品质量等因素，互调失真的性能会恶化，从而影响通信质量。无源互调分析仪可以有效地发现和衡量器件性能恶化的情况。

上述方案的无源互调分析仪应用与移动通信基站的测量维护中，能够有效测量和分析天馈***的互调失真情况，但作为工程维护仪表，在实际使用中仍然存在一些问题：

1、由于采用频谱仪作为测量接收机，信号分析时无法采用矢量方式对被测信号进行分析；

2、移动通信的天馈***包括多条射频电缆、转接头和天线，每个部件都存在无源互调指标下降的可能，采用上述方案一次测量无法分辨故障发生的位置；

3、如何快速实现无源互调故障的定位是本发明要解决的问题。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术中的缺点，提供一种能够利用采用矢量测量的方式实现快速精确的互调测试，同时能够方便地选择无源互调的测量阶数，实现多阶无源互调信号的故障定位分析，且结构简单，成本低廉，应用范围较为广泛的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构。

为了实现上述的目的，本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构具有如下构成：

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构包括无源互调测量模块和多阶数字扫频故障定位模块。

其中，无源互调测量模块包括：两路信号源电路、功率合成器和双工器。两路信号源电路包括第一信号源和第二信号源，用以分别产生两路独立的受测***频带内信号，还包括功率放大器和隔离器，第一信号源和第二信号源均顺序通过所述的功率放大器和隔离器连接至所述的功率合成器的输入端；功率合成器将所述的两路独立的频带内信号合成一路大功率信号；双工器将所述的大功率信号输入至所述的受测***的测试端口，并将受测***返回的有害互调信号输入至一测量接收通路。

所述的多阶数字扫频故障定位模块包括：互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元、多阶数字扫描发生器单元和故障定位信号分析单元。

其中，互调参考信号产生单元的输入端分别连接于所述的两路信号源电路，用以根据所述的第一信号源和第二信号源产生合成信号，作为互调参考信号；M阶互调信号频率选择单元，M为需要测量的互调失真信号的阶数，其包括第一混频器、第二混频器和频率选择本振，所述的频率选择本振分别连接至所述的第一混频器和第二混频器输入端，所述的第一混频器的输入端还连接所述的双工器的测量接收通路，所述的第二混频器的输入端还连接所述的互调参考信号；多阶数字扫描发生器单元连接所述的第二信号源以及所述的频率选择本振，用以实现对于第二信号源与频率选择本振间的同步控制；故障定位信号分析单元的输入端分别连接所述的第一混频器和第二混频器的输出端，用以根据所述的第一混频器和第二混频器的输出信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的互调参考信号产生单元包括两个定向耦合器和交调产生电路，所述的两个定向耦合器的输入端分别连接所述的第一信号源和第二信号源，两个定向耦合器的耦合端连接所述的交调产生电路的输入端，所述的交调产生电路的输出端为所述的互调参考信号的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的交调产生电路为混频器式交调产生电路，该混频器式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和第三混频器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三混频器的输入端，该的第三混频器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的交调产生电路为放大器式交调产生电路，该放大器式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和第三放大器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三放大器的输入端，该的第三放大器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的交调产生电路为PIN二极管式交调产生电路，该PIN二极管式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和PIN二极管，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端之间的节点连接于所述的第二混频器的输入端，所述的PIN二极管的阳极接地，其阴极连接于所述的节点和第二混频器的输入端之间。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的双工器的测量接收通路设置有腔体滤波器，所述的受测***返回的有害互调信号输入至所述的腔体滤波器的输入端，该腔体滤波器的输出端连接所述的第一混频器的输入端。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的多阶数字扫描发生器单元包括：扫描进程脉冲信号发生器、扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的扫描进程脉冲信号发生器的输出端分别连接至所述的扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的分段相位累加量寄存器的输出端也连接至所述的扫描相位累加器；所述的扫描相位累加器的输出端连接至所述的第二信号源，并反馈至所述的扫描相位累加器的输出端；所述的多阶本振频率控制寄存器输出端连接所述的频率选择本振。所述的频率选择本振的本振频率f_本振根据以下公式确定：

f_本振＝M×|f_信号源1-f_信号源2|±f_信号源2。

该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构中，所述的故障定位信号分析单元包括：两个模数转换器、现场可编程门阵列和数字信号处理器。

所述的两个模数转换器分别连接于所述的第一混频器和第二混频器的输出端；现场可编程门阵列的输入端分别连接所述的两个模数转换器的输出端，用以对模数转换器输出的数字信号进行处理，将频域测量信号转换为时域信号；数字信号处理器连接于所述的现场可编程门阵列，用以根据所述的时域信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

采用了该发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其包括无源互调测量模块和多阶数字扫频故障定位模块；无源互调测量模块将两个信号源合成一路大功率信号后输入至受测***的测试端口，并获得从受测***返回的有害互调信号；所述的多阶数字扫频故障定位模块包括互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元、多阶数字扫描发生器单元和故障定位信号分析单元；从而能够利用采用矢量测量的方式实现快速精确的互调测试，同时能够方便地选择无源互调的测量阶数M，并通过计算受测***的信号传输特性，实现多阶无源互调信号的故障定位分析，本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其结构简单，成本低廉，应用范围也较为广泛。

附图说明

图1为现有技术中典型的无源互调测试仪器的原理框图。

图2为本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构的结构框图。

图3为本发明中的混频器式互调参考信号产生单元的电路结构示意图。

图4为本发明中的放大器式互调参考信号产生单元的电路结构示意图。

图5为本发明中的PIN二极管式互调参考信号产生单元的电路结构示意图。

图6为本发明中的多阶数字扫描发生器单元的电路结构示意图。

图7为本发明中的M阶互调信号频率选择单元电路结构示意图。

图8为本发明中的多阶数字扫描发生器单元的数字化频率扫描信号示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的技术内容，特举以下实施例详细说明。

请参阅图2所示，为本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构的结构框图。

在一种实施方式中，该基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构包括无源互调测量模块和多阶数字扫频故障定位模块。

其中，无源互调测量模块包括两路信号源电路、功率合成器和双工器。两路信号源电路包括第一信号源和第二信号源，用以分别产生两路独立的受测***频带内信号，还包括功率放大器和隔离器，第一信号源和第二信号源均顺序通过所述的功率放大器和隔离器连接至所述的功率合成器的输入端；功率合成器将所述的两路独立的频带内信号合成一路大功率信号；双工器将所述的大功率信号输入至所述的受测***的测试端口，并将受测***返回的有害互调信号输入至一测量接收通路。该测量接收通路设置有高抑制比的腔体滤波器，所述的有害互调信号输入至所述的腔体滤波器的输入端。

所述的多阶数字扫频故障定位模块则包括互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元、多阶数字扫描发生器单元和故障定位信号分析单元。

其中，互调参考信号产生单元的输入端分别连接于所述的两路信号源电路，用以根据所述的第一信号源和第二信号源产生作为互调参考信号的合成信号；M阶互调信号频率选择单元如图7所示，M为需要测量的互调失真信号的阶数，包括第一混频器、第二混频器和频率选择本振，所述的频率选择本振分别连接至所述的第一混频器和第二混频器输入端，所述的第一混频器的输入端还连接所述的腔体滤波器的输出端，所述的第二混频器的输入端还连接所述的互调参考信号；多阶数字扫描发生器单元连接所述的第二信号源以及所述的频率选择本振，用以实现对于第二信号源与频率选择本振间的同步控制；故障定位信号分析单元的输入端分别连接所述的第一混频器和第二混频器的输出端，用以根据所述的第一混频器和第二混频器的输出信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

在较优选的实施方式中，所述的互调参考信号产生单元包括两个定向耦合器和交调产生电路，所述的两个定向耦合器的输入端分别连接所述的第一信号源和第二信号源，两个定向耦合器的耦合端连接所述的交调产生电路的输入端，所述的交调产生电路的输出端为所述的互调参考信号的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

在进一步优选的实施方式中，所述的交调产生电路可以是混频器式交调产生电路、放大器式交调产生电路或PIN二极管式交调产生电路。

混频器式交调产生电路，如图3所示，包括第一放大器、第二放大器和第三混频器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三混频器的输入端，该的第三混频器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

放大器式交调产生电路，如图4所示，包括第一放大器、第二放大器和第三放大器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三放大器的输入端，该的第三放大器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

PIN二极管式交调产生电路，如图5所示，包括第一放大器、第二放大器和PIN二极管，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端之间的节点连接于所述的第二混频器的输入端，所述的PIN二极管的阳极接地，其阴极连接于所述的节点和第二混频器的输入端之间。

在更进一步优选的实施方式中，所述的多阶数字扫描发生器单元，如图6所示，包括扫描进程脉冲信号发生器、扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的扫描进程脉冲信号发生器的输出端分别连接至所述的扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的分段相位累加量寄存器的输出端也连接至所述的扫描相位累加器；所述的扫描相位累加器的输出端连接至所述的第二信号源，并反馈至所述的扫描相位累加器的输出端；所述的多阶本振频率控制寄存器输出端连接所述的频率选择本振。所述的频率选择本振的本振频率f_本振根据以下公式确定：

f_本振＝M×|f_信号源1-f_信号源2|±f_信号源2。

在更优选的实施方式中，所述的故障定位信号分析单元包括：两个模数转换器、现场可编程门阵列和数字信号处理器。所述的两个模数转换器分别连接于所述的第一混频器和第二混频器的输出端；现场可编程门阵列的输入端分别连接所述的两个模数转换器的输出端，用以对模数转换器输出的数字信号进行处理，将频域测量信号转换为时域信号；数字信号处理器连接于所述的现场可编程门阵列，用以根据所述的时域信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

在本发明的实际应用中，基本无源互调测量模块与现有技术中的无源互调分析仪原理基本相同，都是由两个独立的合成信号源产生两个带内信号，经过功率放大器后功率放大到+43dBm以上，经过隔离器后输入到功率合成器的两个输入端口，由功率合成器将两路大功率载波信号合成为一路信号。功率合成器输出的大功率信号传输到双工器端口，并通过双工器输出到测试端口，被测器件产生的有害互调信号再由测试端口输入，并经过双工器和滤波器进入测量接收通路。在本发明中信号源和功率放大器之间增加了定向耦合电路，用于耦合出两路信号源信号做故障定位信号分析所需的参考信号。

本发明的重点是多阶数字扫描无源故障定位测量模块电路，主要包括多阶数字扫描发生器单元、互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元和故障定位信号分析单元。设置多阶数字扫描发生器的目的是控制信号源2在工作频带内实现快速输出信号频率数字化扫描，其原理框图如图6所示，它由扫描进程脉冲信号发生器、扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器表、分段本振频率控制寄存器表组成，分别完成对信号源2和频率选择本振的同步控制。其工作方法为：数字化的扫描斜波发生电路实际并不存在，它由一个数字扫描同步电路替代，实际控制信号源2和频率选择本振的输出频率。此时，信号源2已不是连续扫描输出，而是以一定的步进量Δf步进，此频率步进量是一个固定值，其值的大小影响故障定位的测量准确度，因此需要结合***设计和信号分析来确定。在一次扫描过程中，信号源2阶段式地频率步进扫描，频率选择本振的频率扫描和信号源2的输出同步进行，频率步进则是M×Δf，其中M是需要测量的无源互调产物阶数，频率步进扫描示意图如图8所示。

本发明中互调参考信号产生单元构成由几种方式，分别如图3、图4、图5所示，其工作原理是信号源1和信号源2经过定向耦合器耦合端输出的信号分别输入到交调产生电路，交调产生电路的核心可以是混频器、PIN二极管、放大器等等能产生非线性失真的部件，信号源1和信号源2的耦合信号经过非线性失真器件后输出具有丰富交调产物的合成信号，此信号用于故障定位信号分析的参考信号。

本发明中M阶互调信号频率选择单元由频率选择本振和两路混频电路构成，原理框图如图7所示。对于移动通信***来说，对接收机造成危害最大的是互调信号进入接收机频带，因此，无源互调测量主要关心的是接收频带内的互调产物信号测量，也正因为这个原因，互调仪的前端双工器接收通路设有一个高抑制比的腔体滤波器，落入接收频带内的无源互调产物可能是3阶、5阶、7阶，甚至更高阶。为此，本发明中，利用与信号源2扫频电路控制器同步的多阶本振频率控制器来控制接收机测量M阶的互调失真信号。本振信号的频率由下式计算获得，其中，M是需要测量的互调失真信号阶数。

f_本振＝M×|f_信号源1-f_信号源2|±f_信号源2。

本发明中故障定位信号分析单元由FPGA和DSP构成，如图2所示，互调信号测量中频和互调参考中频分别进入A/D变换单元，信号数字化后送入FPGA做信号处理。结合本发明互调故障定位电路，测量算法采用傅里叶逆变换的信号处理方法，将频域测量信号转换为时域信号，从而获得被测通路的信号传输特性，并计算出互调产生的故障点。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1、本发明由于采用了内部互调参考信号产生电路，并采用矢量测量的方式，使得互调测试速度更快，测量更准确；

2、多阶互调选择电路能够使信号分析很方便地选择无源互调的测量阶数，更接近工程化应用；

3、本发明通过电路构思和测量算法的结合，有效实现了多阶无源互调信号的故障定位分析；

4、根据互调信号阶数而变化的数字扫频控制方式电路简单，大大提高了故障定位的测量速度；

5、通过傅里叶逆变换将频域测量信号转换成时域测量信号的方法可以有效的观察被测通路的多个互调故障点，测量精度也随之大大提高。

采用了本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其包括无源互调测量模块和多阶数字扫频故障定位模块；无源互调测量模块将两个信号源合成一路大功率信号后输入至受测***的测试端口，并获得从受测***返回的有害互调信号；所述的多阶数字扫频故障定位模块包括互调参考信号产生单元、M阶互调信号频率选择单元、多阶数字扫描发生器单元和故障定位信号分析单元；从而能够利用采用矢量测量的方式实现快速精确的互调测试，同时能够方便地选择无源互调的测量阶数M，并通过计算受测***的信号传输特性，实现多阶无源互调信号的故障定位分析，本发明的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其结构简单，成本低廉，应用范围也较为广泛。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (10)

1.一种基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，包括无源互调测量模块，该无源互调测量模块包括：

两路信号源电路，包括第一信号源和第二信号源，用以分别产生两路独立的受测***频带内信号；

功率合成器，将所述的两路独立的频带内信号合成一路大功率信号；

双工器，将所述的大功率信号输入至所述的受测***的测试端口，并将受测***返回的有害互调信号输入至一测量接收通路；

其特征在于，该电路结构还包括多阶数字扫频故障定位模块，该多阶数字扫频故障定位模块包括：

互调参考信号产生单元，其输入端分别连接于所述的两路信号源电路，用以根据所述的第一信号源和第二信号源产生合成信号，作为互调参考信号；

M阶互调信号频率选择单元，M为需要测量的互调失真信号的阶数，其包括第一混频器、第二混频器和频率选择本振，所述的频率选择本振分别连接至所述的第一混频器和第二混频器输入端，所述的第一混频器的输入端还连接所述的双工器的测量接收通路，所述的第二混频器的输入端还连接所述的互调参考信号；

多阶数字扫描发生器单元，连接所述的第二信号源以及所述的频率选择本振，用以实现对于第二信号源与频率选择本振间的同步控制；

故障定位信号分析单元，其输入端分别连接所述的第一混频器和第二混频器的输出端，用以根据所述的第一混频器和第二混频器的输出信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

2.根据权利要求1所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的互调参考信号产生单元包括两个定向耦合器和交调产生电路，所述的两个定向耦合器的输入端分别连接所述的第一信号源和第二信号源，两个定向耦合器的耦合端连接所述的交调产生电路的输入端，所述的交调产生电路的输出端为所述的互调参考信号的输出端，该互调参考信号输出端连接所述的第二混频器的输入端。

3.根据权利要求2所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的交调产生电路为混频器式交调产生电路，该混频器式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和第三混频器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三混频器的输入端，该的第三混频器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

4.根据权利要求2所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的交调产生电路为放大器式交调产生电路，该放大器式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和第三放大器，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端均连接所述的第三放大器的输入端，该的第三放大器的输出端连接所述的第二混频器的输入端。

5.根据权利要求2所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的交调产生电路为PIN二极管式交调产生电路，该PIN二极管式交调产生电路包括第一放大器、第二放大器和PIN二极管，所述的第一放大器和第二放大器的输入端分别连接所述的两个定向耦合器的耦合端，所述的第一放大器和第二放大器的输出端之间的节点连接于所述的第二混频器的输入端，所述的PIN二极管的阳极接地，其阴极连接于所述的节点和第二混频器的输入端之间。

6.根据权利要求1所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的双工器的测量接收通路设置有腔体滤波器，所述的受测***返回的有害互调信号输入至所述的腔体滤波器的输入端，该腔体滤波器的输出端连接所述的第一混频器的输入端。

7.根据权利要求1所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的多阶数字扫描发生器单元包括：扫描进程脉冲信号发生器、扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的扫描进程脉冲信号发生器的输出端分别连接至所述的扫描相位累加器、分段相位累加量寄存器和多阶本振频率控制寄存器，所述的分段相位累加量寄存器的输出端也连接至所述的扫描相位累加器；所述的扫描相位累加器的输出端连接至所述的第二信号源，并反馈至所述的扫描相位累加器的输出端；所述的多阶本振频率控制寄存器输出端连接所述的频率选择本振。

8.根据权利要求7所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的频率选择本振的本振频率f_本振根据以下公式确定：

f_本振＝M×|f_信号源1-f_信号源2|±f_信号源2。

9.根据权利要求1所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的故障定位信号分析单元包括：

两个模数转换器，分别连接于所述的第一混频器和第二混频器的输出端；

现场可编程门阵列，其输入端分别连接所述的两个模数转换器的输出端，用以对模数转换器输出的数字信号进行处理，将频域测量信号转换为时域信号；

数字信号处理器，连接于所述的现场可编程门阵列，用以根据所述的时域信号计算受测***的信号传输特性，并确定互调产生的故障点。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的基于多阶数字扫频的无源互调故障定位检测电路结构，其特征在于，所述的两路信号源电路均还包括功率放大器和隔离器，所述的第一信号源和第二信号源均顺序通过所述的功率放大器和隔离器连接至所述的功率合成器的输入端。

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