CN103262487B - 使用预失真的发送装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于在包括被配置为发送相同数据的两个以上的发送装置的多载波发送***内发送数据的发送装置和相应的发送方法。为了避免破坏性的干扰，提出了一种发送装置，包括：信号输入端（30），被配置为接收携带待发送数据的多载波信号（S(k)），失真单元（32），被配置为通过使用失真函数（P(k)）来使所述多载波信号（S(k)）失真，该失真函数包括用于不同地调制多载波信号（S(k)）的相位的相位参数，其中该失真函数（P(k)）通过使用与由其他发送装置使用的相位参数不同的相位参数而与由其他发送装置使用的失真函数不同，该其他发送装置的覆盖区域与当前发送装置的覆盖区域重叠，以及发送单元（34），被配置为将失真的多载波信号作为发送信号（Tx(k)）发送。

Description

使用预失真的发送装置和方法

技术领域

本发明涉及用于在包括被配置为发送相同数据的两个以上的发送装置的多载波发送***内发送数据的发送装置和相应的发送方法。此外，本发明涉及用于在这样的多载波发送***中接收数据的相应的接收装置和接收方法并且涉及这样的多载波发送***。最终，本发明涉及用于实现所述方法的计算机程序和存储这样的计算机程序的计算机可读非易失性介质。

背景技术

数字地面广播***通常在单频率网络（SFN）中发送OFDM（正交频分复用）信号。然而在某些情况下，来自几个（至少两个）发送装置的信号被破坏性地干扰并且整个信号被取消（几乎在所有子载波上）。在地形中有永远处于深衰减的点的情况下，甚至在在不同的现场试验中测量到该行为。当不同的发送装置具有略微不同的频率时，则这些点随时间移动，产生了在不同位置的不好的接收条件。

MIMO的应用（多输入多输出）也是用于在当前开发的DVB-NGH（数字视频广播-下一代手持）标准中增加有效载荷比特率和鲁棒性的选项。然而，在广播环境中的MIMO的应用具有特定的缺点。首先，通常认为如果没有可用的从接收器到发送器的反馈（这最有可能是DVB-NGH的情况），则MIMO不提供对低信噪比（SNR）的高增益。其次，与SISO（单输入单输出）或SIMO（单输入多输出）（即，与已经布置的接收分集相等）相比，MIMO的应用需要用于信道估计的额外的导频。特别是对于在相应的脉冲响应中通常产生多个回波的较大的网络，即使SISO发送也需要高导频开销来估计高频率选择性的信号。如果需要使导频密度翻倍，则该导频开销可以消耗由MIMO提供的全部增益。此外，估计额外信道的要求导致在估计的信道系数中的额外的噪声。

例如，用于DVB-T2（也使用MIMO导频）的MISO（多输入单输出）方案的效率示出了由于信道估计引起的严重的额外衰减，其相比于SISO情况能够达到最多0.5dB的额外衰减。因此，非常希望多载波发送***通过额外分集来获得MIMO增益，而没有MIMO信道估计的缺点。

发明内容

本发明的一个目的是提供在由配置在相同的覆盖区域中的两个以上的发送装置发送相同的数据的情况下提供增加的鲁棒性并且避免信号丢失的发送装置和相应的发送方法。本发明的另外的目的是提供相应的接收装置和接收方法以及相应的发送***。最后，目的是提供用于实现所述方法的计算机程序和计算机可读非易失性介质。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于在包括两个以上的被配置为发送相同数据的发送装置的多载波发送***内发送数据的发送装置，所述发送装置包括

-信号输入，被配置为接收携带待发送数据的多载波信号，

-失真单元，被配置为通过使用失真函数来使多载波信号失真，所述失真函数包括用于不同地调制所述多载波信号的相位的相位参数，其中所述失真函数通过使用与由其他发送装置使用的相位参数不同的相位参数而与由所述其他发送装置使用的失真函数不同，所述其他发送装置的覆盖区域与当前发送装置的覆盖区域重叠，以及

-发送单元，被配置为将所述失真的多载波信号作为发送信号发送。

根据本发明的另外的方面，提供了一种用于在包括两个以上的被配置为发送相同数据的发送装置的多载波发送***内接收数据的接收装置，所述接收装置包括：

-接收输入，被配置为接收接收信号，所述接收信号基本上对应于由在接收装置的接收区域内的发送装置发送的一个以上的发送信号，其中发送信号对应于失真的多载波信号，所述多载波信号通过使用包括用于不同地调制所述多载波信号的相位的相位参数的失真函数来失真，其中由发送装置使用的所述失真函数通过使用与由其他发送装置使用的相位参数不同的相位参数而与由所述其他发送装置使用的失真函数不同，所述其他发送装置的覆盖区域与当前发送装置的覆盖区域重叠，其中通过使用对于在接收装置的接收区域内的所有发送装置都相同的相位函数和对于在接收装置的接收区域内的各个发送装置都是唯一的发送器识别序列来确定相位参数，

-信号评价单元，被配置为评价所述接收信号并且检索多载波信号，以及

-识别单元，被配置为通过从所述接收信号中包括的一个以上的发送信号的不同相位失真识别所述发送器识别序列，来识别发送了在所述接收信号中包括的一个以上的发送信号的一个以上的发送装置。

根据本发明的另外的方面，提供了一种包括两个以上的该发送***和至少一个接收装置（特别是如上所述的接收装置）的多载波发送***。

根据另外的方面，提供了一种计算机程序，该计算机程序包括当在具有在其上存储的指令（在由计算机实现该指令时，使计算机进行根据本发明的发送方法的失真步骤和/或接收方法的评价和识别步骤）的计算机以及计算机可读非易失性介质上实现所述计算机程序时，使计算机实现根据本发明的发送方法的失真步骤和/或接收方法的评价和识别步骤的计算机程序方法。

本发明的优选实施方式在从属权利要求中定义。应当理解，各种所要求的实体，即装置、方法、发送***、计算机程序和计算机可读介质，具有与所要求的发送装置和在从属权利要求中定义的相似和/或相同的优选实施方式。

为了避开在几个发送装置发送相同数据的发送***中的上述破坏性干扰的影响，即，以信号彼此抵消的方式（通常由子载波的相位确定）接收信号，本发明提出了发送信号的预失真。覆盖区域重叠的发送装置，即，特定的接收装置从其接收信号的发送装置，以不同并且优选随机或几乎类似随机的方式来预失真信号。从发送装置的角度来看，这将与MISO（多输入单输出）的情况对应。然而，接收装置将这些叠加的信号作为SISO信号处理。通过这些预失真的信号，减少了整个信号丢失的可能性。

在优选的实施方式中，进行特别关注使得接收器理解为发送信道的一部分的预失真不引入延长的信道脉冲响应。最终，在实施方式中提出了所提出的方法怎样才能用于允许识别不同发送装置的措施，例如对于现场测量、而且还对于在移动手持接收器中的切换机制或对于多个发送器的有效监测，这可以是重要的。

因此，根据本发明，提出了能够在没有额外的导频开销的条件下获得额外的分集增益的方案。接收器会将所检测的信号当做该所检测的信号只从一个发送装置（SISO或SIMO）发送来理解。此外，如将在以下解释的，本发明适用于将MIMO和SISO信号的发送混合。这是困难的，因为如果SISO操作只需要单个的发送装置，则不能简单地足够快地开关发送装置。相反，通过两个以上的发送装置发送相同信号将导致强的额外频率选择性，并且如仿真所示出的，将急剧减少SISO发送的性能。

应当注意，本发明涉及例如采用正交频分复用（OFDM）的数字视频广播（DVB）的领域。此外，本发明通常可以应用于其他广播***，诸如DAB（数字音频广播）、DRM（世界数字广播）、MediaFlo、ISDB***或将来的ATSC***，而且还可以应用于其他多载波发送***，诸如在切换期间，将现有的通信切换至移动基站的基站（发送器）持续一段时间地同时发送相同数据的通信***（例如，LTE***）。还应注意，本发明不限于使用OFDM，而是可以一般地应用于所有的多载波发送***和它们用于发送多载波信号的组件。

还应当注意，“相同数据”的发送应当被理解为发送相同内容的数据的意思，该内容数据以相同方法来编码和/或调制并且将通过使用除了避免上述问题的在本文中提出的失真以外的相同的发送参数（例如，相同的带宽）来一般地发送。

附图说明

通过参考在后文中描述的实施方式，本发明的这些和其他方面将变得显而易见并且在以下更详细地进行说明。在以下附图中，

图1示出了根据本发明的发送***的示意图，

图2示出了根据本发明的发送装置的框图，

图3示出了在失真函数中使用的15个余弦滚降函数的示例，

图4示出了在失真函数中使用的15个指数函数的示例，

图5示出了完整的OFDM信号上的绝对平方值和所得的波动，

图7示出了两个发送器的合并信号，

图8示出了根据本发明的接收装置的框图，以及

图9示出了说明交替使用MIMO方案和SISO方案来发送数据的实施方式的示图。

具体实施方式

图1示意性地示出了根据本发明的多载波发送***100的实施方式。发送***100包括三个发送装置（Tx）10、12、14和几个接收装置（Rx）20、22、24、26、28。发送装置10、12、14中的每一个都具有接收装置可以从相应的发送装置接收信号的特定覆盖区域11、13、15（由虚线或短划线表示）。例如，在覆盖区域13中存在的接收装置22可以只从发送装置12接收信号。多个发送装置10、12、14的覆盖区域11、13、15在特定的重叠区域16、17、18、19中重叠使得在这样的重叠区域17、19中存在的接收装置26、28从发送装置10、12、14等中的两个以上接收信号，例如，在重叠区域17中存在的接收装置从发送装置10和14接收信号。

这可能导致上述破坏性干扰的问题，该破坏性干扰导致不好的接收质量甚至信号丢失，特别是如果覆盖区域如图1中所示那样重叠的发送装置例如在切换期间在广播***中或在通信***中发送相同的数据（特别是以相同方法并且通过使用相同的发送参数来编码/调制的相同内容）。这将根据本发明来特别地避免。

因此，根据本发明提出了如在图2中示意性地示出的发送装置，以用于在图1中所示的发送***中使用。该发送装置10（其他的发送装置12、14具有相应的配置）包括用于接收携带待发送的数据的多载波信号S(k)（例如，如将在以下说明中采用的OFDM信号）的信号输入（输入端）30。所接收的OFDM信号S(k)被提供给失真单元32以用于通过使用失真函数P(k)来失真所述OFDM信号S(k)，该失真函数P(k)包括用于不同地调制OFDM信号S(k)的相位的相位参数。所述失真函数P(k)通过使用与由其他发送装置12、14使用的相位参数不同的相位参数而与由所述其他发送装置12、14使用的失真函数不同，这些其他发送装置的覆盖区域13、15与当前发送装置10的覆盖区域11重叠。失真的OFDM信号S’(k)被提供给用于将失真的OFDM信号S’(k)作为发送信号Tx(k)发送的发送单元34（包括发送天线）。

本发明的一个主旨是特别在使用所有的发送器发送相同信号（与SFN***相比）的SISO模式（或在可出现相同问题但具有较小的不利影响的MIMO或MISO模式中）时，避免具有如图1中所示的重叠覆盖区域的两个以上的发送装置（在以下还简单地称为“发送器”）的所得的衰减的任何常规结构。因为两个发送器的信号必须在幅度和相位上相加，所以在网络的特定部分中信号可以彼此抵消。由于在存在于重叠区域中的接收器处的两个以上的发送器的信号的高相关性，信号甚至可以在整个信号带宽中彼此抵消。然而，如果在子载波中修改至少除了一个（例如，在两个发送器具有重叠覆盖区域的情况下的一个发送器）以外的所有发送器的相位，则可以避免不同发送路径完全彼此抵消的影响。那么，不发生所有数据丢失的情况。

在实施方式中，本发明引入了两个以上的发送器之间的相位的随机或类似随机的结构。因此，两个以上的发送器仍然发送相同的数据，但是例如以随机或类似随机的方法来不同地修改数据的相位。这不消除网络内的破坏性干扰，但是它将该干扰均等地散布在整个信号带宽和整个接收区域中。然而，不希望在两个以上的发送器之间的相位的简单的类似随机的结构，这是因为应该仍然可以使用标准（例如，SISO）信道估计。这将在以下说明。

令S(k)是其频域表示中的原始OFDM信号（通常是多载波信号），其中k是OFDM子载波指数。现在，通过失真函数P(k)来线性地失真原始信号S(k)，这最终得出发送信号Tx(k)：

Tx(k)=S(k)·P(k)tx). （1）

失真函数P（k，tx）还取决于OFDM子载波k。此外，信号P（k，tx）（由指数tx表示；在以下也使用符号P_tx(k)或简单地使用P(k)来代替）应当对于在网络内具有重叠覆盖区域的两个以上的发送器中的每一个都不同（优选唯一），从而确保在它们之间的去相关性最高。附带地，虽然应改变相位来确保去相关，但是失真的OFDM子载波的幅度应当优选保持恒定。因此，失真函数可以通过复数相位旋转来表示，即

P(k)=e^{J2.VD(vd(k,tx)} （2）

其中相位Ф取决于OFDM子载波k和发送器。

优选地，失真函数P(k)的线性预失真的应用应当对接收装置（在以下还简称为“接收器”）尽可能不可见。假设具有一个发送器的***，在理想OFDM***的情况下，在频域内的由信道引起的线性失真可以通过在相应的OFDM子载波k上的发送信号Tx(k)与复数信道传输函数H(k)的复数乘法来建模，这得出

R(k)=H(k)·Tx(k)=H(k)·(S(k)·P(k)), （3）

其中R(k)是接收的OFDM子载波k的值。通过傅里叶逆变换，等式（3）可以在时域内表示为

r(t)=h(t)*(s(t)*p(t))[h(t)*p(t)]*s(t)=h_eq(t)*s(t). (4）

小字母是相应频域表示中的时域表示，而*表示卷积。如已经提及的，预失真对接收器应当完全透明。因此，接收器看到等效信道脉冲响应h_eq(t)和它的频域表示H_eq(k)（即是h_eq(t)的傅里叶变换）。在h_eq(t)内，h(t)是实际脉冲响应而p(t)是由线性预失真引起的人为脉冲响应。因为较长的脉冲响应h_eq(t)需要更多的导频信号以用于采样，因此，信道的均衡，p(t)项应当尽可能短。因此，因为p(t)项完全是由接收器看到的等效信道脉冲响应h_eq(t)的人为加宽，所以优选地选择在等式（2）中的相位项使得该项的傅里叶变换的宽度保持尽可能窄。宽的人为脉冲响应P(t)需要较高的导频密度以用于所得的信道传输函数的采样。然而，优选避免这样并且优选使该人为脉冲响应保持为尽可能窄。

等式（2）也可以被看作在频域中的原始OFDM数据的频率调制。该频率调制信号的“频谱”完全是由接收器看到的所得的人为脉冲响应p(t)。对于该问题（即，避免较高的导频密度和具有太宽的人为脉冲响应的问题）的简单的解决方案是应用循环延迟分集。延迟一个发送器的信号。在等式（1）和（2）中这得出Tx(k)=S(k)·P(k)其中P（k)=e^j2πφ（k)=e^-j2π△k, （5）

其中△是信号的（归一化的）延迟。在时域表示内，这将得出对于第一发送器的信号的Tx(t)=s(t)*p(t)=s(t-△) （6）

不修改第二发送器的信号（在只有两个发送器具有重叠覆盖区域的情况下）。该解决方案用于来自两个MIMO天线的SISO信号的同位置发送（其中发送器（更准确地，发送天线）彼此非常接近地放置）。此外，所得的人为脉冲响应的长度就是延迟△。然而，网络中仍然可以存在一些在全部带宽中经历衰减的区域。在单频率网络（SFN）的情况下尤其是这样。一个发送器的延迟只能移动网络区域内的衰减的位置，但是该延迟不能完全避免衰减。

因此，也可以以不同的相位调制来使用等式（1）和（2）。尽管等式（5）是导致有限长度的人为脉冲响应的调制而其他解决方案将导致所得的无限长度的脉冲响应，但是如果接受幅度P(k)的轻微变化，则能够达到有限长度。为此目的，如将通过使用不同的示例在以下解释的，可以使用不同的方法。

为了限制脉冲响应的加宽，在实施方式中使用多个升余弦函数（也称为余弦滚降（cos-roll-off）函数）来生成失真函数（也称为预编码信号）P(k)。该余弦滚降函数仍然具有脉冲响应的无限加宽，但是如果选择很高的滚降因数，则斜率很陡地下降。因此，该滤波器实际上导致有限长度的人为脉冲响应p(t)，即是滤波器的频域表示的傅里叶逆变换，即

其中W_RC(k)在本文中还一般地称为窗函数，T是（可设计的）时间常量而α是在0到1的范围内的设计常量（所谓的滚降因数）。如果α=1被选择为下降得最陡的时域信号（在这组函数中）的斜率，而对于α=0，斜率下降得最不陡。然而对于α=0，窗函数W_RC(k)是理想矩形滤波器，但是对于α=1，存在W_RC(k)的斜率（在频域中），这将影响多载波信号的边缘。在实践中，优选在0和1之间的中间范围内选择α。

然后，在频域中的多个正确排列的余弦滚降函数的和给出平坦的频谱。然而在原则上，可以分别调制各个余弦滚降函数，同时由余弦滚降函数的时域描述给出脉冲响应的最大加宽。因此，失真函数P(k)可以在频域中描述为

$P\left(k\right)=\underset{l-1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[e^{j2\mathrm{\π\ψ}\left(l\right)}.W_{\mathrm{RC}}(k-1.\frac{N}{L})]---\left(8\right)$

其中W_RC(k)是余弦滚降函数的频域描述，N是OFDM子载波（具有指数k）的总数而L是频谱被分为（指数由l给出）的余弦滚降函数的数量（通常，窗函数的数量）。此外，相位项ψ(l)（还称为相位参数）对于各个滚降函数是常量，但是可以在不同的滚降函数（在等式（8）中由ψ(l)表示，其中该相位对于在W_RC（k-l*N/L）的窗范围中的所有子载波k是常量）之间变化。然而，如OFDM***的多载波***通常不利用可用载波的最大数量N，但是它们在未调制的频谱的边缘留下一些载波，从而避免对邻近信道的干扰。因此，该信号优选被分为L段，但是只使用L-l段。

人为脉冲响应的实际长度只取决于由等式（8）中的和的线性度引起的W_RC(k)项。因为各个和的相位项恒定，并且延迟项（l*N/L）不引起对脉冲响应的绝对值的任何改变,所以人为脉冲响应（即，该和）的最大长度不能比各个被加数的最大长度长。

在涉及DVB-T28K OFDM模式的示例中，变量N和L被设置为N-8192并且L=16。此外，可以设置时间常量T定时常量T使得不同的余弦滚降函数很好地排列并且增加l。T=L/N=16/8192 （9）

可以根据所得的人为脉冲响应的最大允许长度来自由地选择因数α。图3示出了15个所得的余弦滚降函数和它们的和，它们的和在实际调制的OFDM子载波的范围内等于1。

为了获得所希望的特性的窗函数的另一示例是指数函数。它可以由以下项来替换等式（8）中的W_RC项

$W_{\exp }\left(k\right)=e^{-\mathrm{\π}{\left(\mathrm{kT}\right)}^2}---\left(10\right)$

其中时间常量T与等式（9）相似。图4示出了结果。

原则上，在时间和频率上良好定位的各个函数（即，在频域中具有短脉冲响应和陡斜率的折衷的函数）可以用作在如下的失真函数P的定义中的窗函数W

$P\left(k\right)=\underset{l-1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[e^{j2\mathrm{\π\ψ}\left(l\right).}W(k-l\frac{N}{L}\right]---\left(11\right)$

此外的示例是广为人知的海明（Hamming）窗、汉宁（Hann）窗或sin²函数等。在其他实施方式中，奈奎斯特（Nyquist）脉冲的频谱被用作所述窗函数，优选地，时域表示尽可能快地降低至零的奈奎斯特脉冲的频谱被用作所述窗函数。

因此，在优选实施方式中，失真单元32使用包括两个以上的窗函数W（特别是相同的窗函数）的和的失真函数P(k)，各个窗函数在频域中覆盖多个子载波的组。所述组彼此重叠或相邻，特别是使得所有窗函数的和基本上由子载波在频域中覆盖的整个带宽中恒定。所述和的各个窗函数W乘以包括相位参数ψ(l)的相位函数e^j2πψ(l)，其中所述相位参数优选在相位函数内恒定（通常，相位参数随着频率线性增加或减少）。所述相位参数ψ(l)优选在不同相位函数内不同。

为了确保在不同发送器之间的去相关，优选对于网络内的各个发送器唯一地调制在等式（8）中的各个被加数的相位参数ψ(l)。这确保不相关的衰减，并且额外地可以用于识别网络内的各个发送器。因此，在实施方式中由如下的发送器识别序列c来调制相位：

Ψ(0)=c(l) (12)

Ψ(l)=Ψ(l-1)+c(l)/8其中c∈{-1,0,1}

等式（12）是在被加数之间改变等式（8）中的相位的差分调制。优选限制在两个连续被加数之间的相位旋转，例如在等式（12）的情况下将其限制为π/4。然而，也可以有其他限制值（角度）。图5示出了余弦滚降函数的原因。两个余弦滚降函数的重叠部分必须在复数域相加。在相位改变的情况下，所得的绝对值小于1。然而，在本示例中的波动仅是0.7dB深并且将最大可能地没有任何影响。此外，P(k)的平均功率可以被归一化到1。出现这些波动是一般问题。只有在循环延迟分集（参见等式（5））的情况下或如果脉冲响应的加宽是无限的（不允许使用导频来采样信道传输函数）才可以避免它们。这里应当注意，选择α=1（参见等式（7））将导致在图5中所示的信号中的更宽的信号降低。

随后将说明具有两个发送器的发送***的示例。为了获得最高的去相关性，各个发送器设置有唯一的识别序列c。例如，第一发送器（在以下由指数l表示）得到发送器指示序列c1=（0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0）（即，15个零）。这实际意味着不修改信号并且由第一发送器应用的相位参数是

Ψ₁=（0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0）。

第二发送器设置有发送器识别序列c₂=（1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1）（即，15个一）。因此，在被加数之间的相位变化和由第一发送器应用的相位参数是

Ψ₂=（1/8,1/4,3/8,1/2,5/8,3/4,7/8,1,9/8,5/4,11/8,3/2,13/8,7/4,15/8），

即，在等式8中，相位在被加数之间旋转了π/4。图6示出了所获得的对于第二发送器的失真函数P(k)的绝对值。由于已经在图5中呈现了影响，所以在不同的余弦滚降函数的过渡表现出轻微的波动。来自两个发送器的接收信号（参见等式（3））可以被写作

R(K)=H₁(k)P₁(k)·S₁(k)+H₂(k)P₂(k)·S₂(k) （13）

其中P_tx(k)是线性预失真，而H_tx(k)是不同发送器（由指数tx表示）的信道传输函数，并且其中为了简单而忽略了任何的加性噪声部分。因为两个发送器发送相同的信号，即S₁(k)=S₂(k)=S(k)，所以等式（13）可以被简化为

R(k)=[H₁(k)P₁(k)+H₂(k)P₂7(k)]·s(k)o （14）

对于S(k)=1和H₁(k)=H₂(k)=1的所得的信号在示出了两个发送器的合并的信号的图7中示出，信号在特定子载波上衰减（例如，在2000、6000附近），但是它们在所有子载波上衰减也是可能的。信号在特定OFDM子载波（或频率）上衰减。然而由于线性预失真，两个信号非常不可能完全彼此抵消，因为完全彼此抵消将需要在所有子载波k上的H₁(k)P₁(k)+H₂(k)P₂(k)=0。

发送器识别序列c的一个重要方面是可以例如在单频率网络内识别特定发送器。接收器可以识别在等式（8）中的在两个不同被加数之间的差分相位变化。如果接收器具有关于在网络中的不同识别序列c的知识，则接收器可以通过该序列来识别各个发送器。该序列可以例如由网络操作者使用从而监测各个发送器的合适操作。此外，该序列也可以由接收器使用从而估计在网络中的接收器的当前位置。

将参考图8在以下说明用于发送器识别的接收装置的可能的实现方式（例如，在图1中所示的接收装置26）。接收装置26包括被配置为接收接收信号Rx(k)的接收输入40。所述接收信号Rx(k)基本上对应于由接收装置26的接收区域内的发送装置（10、14）发送的一个以上的发送信号Tx(k)。如上所述，发送信号（Tx）对应于失真的多载波信号，所述多载波信号S(k)通过使用失真函数P(k)来失真，所述失真函数P(k)包括用于不同地调制所述多载波信号S(k)的相位的相位参数，其中由发送装置使用的所述失真函数P(k)通过使用与由其他发送装置使用的相位参数不同的相位参数而与由所述其他发送装置使用的失真函数不同，所述其他发送装置的覆盖区域与当前发送装置的覆盖区域重叠，其中通过使用对于在接收装置的接收区域内的所有发送装置都相同的相位函数，和对于在接收装置26的接收区域内的各个发送装置都是唯一的发送器识别序列来确定相位参数。

接收装置26还包括用于评价所述接收信号Rx(k)和检索多载波信号S(k)的信号评价单元42。此外，接收装置26还包括识别单元44，该识别单元被配置为通过从所述接收信号Rx(k)中包括的一个以上的发送信号的所述不同相位失真识别所述发送器识别序列c来识别一个以上的发送装置Tr，从这一个以上的发送装置Tr发送了在所述接收信号Rx(k)中包括的一个以上的发送信号。该识别将通过实施方式来更详细地解释。

假设接收器能够完全解码接收信号。因此接收器能够本地重建发送信号S(k)。此外，在网络内的使用的发送器识别序列c对于接收器也是已知的。因此，接收器也能够本地重建失真信号P_x(k)。然而，因为接收器难以分开两个发送器的相加的信号，所以信道传输函数H_x(k)是未知的。

相关处理用于识别发送器。因此，需要OFDM信号（即，傅里叶逆变换）的时域表示，该时域表示由小字母描述。因此，等式（14）可以重新表示为

r(t)=[h₁(t)*p₁(t)+h₂(t)*p₂(t)]*S(t) （15）

其中*表示卷积运算。

此外，接收器生成以下信号，

e_x(t)=px(t)*s(t) （16）

它是失真函数P_x(k)与发送信号S(k)卷积的时域表示。

此外，应假设选择序列c使得发送器序列p_x(t)的时域表示基本上是正交的，即，它们拥有消失（等于零）的互相关函数。然后，使用相关处理来合并等式（15）和（16）：

符号表示相关性，如果镜像第一项的时间轴，则相关性与卷积运算等效。等式（17）的进一步计算得出

corr=r(-t)*e_x(t)=(h₁(-t)*p₁(-t)+h₂(-t)*p₂(-t))*s(-t)*p_x(t)*S(t)

其中(t)表示s(t)的自相关性。

现在可以在等式（18）中设置x=1从而识别第一发送器：

因为可以假设p_x(t)是正交的，所以等式（19）简化为

由于正交性，第二发送器的项基本消失。因此，corr的值只取决于发送器1。如果corr的绝对值在一定阈值以上，则在网络中检测到发送器。

在一个实施方式中，接收装置16还包括估计单元46，该估计单元被配置为通过使用所识别的发送装置来估计在发送***中的接收装置的当前位置。

本发明还可以用于其他情况。例如在一种情况下，各自具有两个以上的发送装置（例如可以是两个以上的发送天线）的发送设备被用于在不同的MIMO模式中发送数据。这里，术语MIMO不应当被解释为限于选择在发送器中使用至少两个天线来发送并且在接收器中使用至少两个天线来接收的MIMO（多输入多输出）天线配置。相反地，其他模式并且因此其他天线配置应当也可供选择，并且因此应当在广义上宽泛地理解术语MIMO模式选择。具体地，MIMO模式应当被理解为SISO（单输入单输出）方案、MISO（多输入单输出）方案、SIMO（单输入多输出）方案或MIMO方案中的一个（这些方案表示最常见的方案），即，在本实施方式中，可供选择的MIMO模式可以是MIMO、MISO或SISO方案（经常也称为“模式”或“天线配置”）。

例如，在图9中所示的实施方式中，第一发送装置（天线）适用于在任何MIMO模式中发送映射到数据帧上的数据块并且其中另外的发送装置（天线）适用于以MISO方案或MIMO方案来发送映射到数据帧上的数据块，其中一个以上的另外的装置（天线）适用于还在第一发送装置（天线）以SISO方案来发送映射到数据帧上的数据块的时间中发送数据，并且其中所述此外的发送装置（天线）优选适用于各自基本使用与第一发送装置（天线）相同的发送功率。通常，所有的发送装置（天线）分割全部的可用发送功率。

该实施方式可以一般地用于任何种类的使用至少两个发送装置（天线）的发送***（包括广播***），在该至少两个发送装置中往往交替使用不同的MIMO模式，即需要快速将一个以上的此外的发送装置（天线）开启和关闭。因此，在本发明的这样的实施方式中避免了这样的快速开关操作。

优选地，所述一个以上的另外的装置适用于在第一发送装置以SISO方案来发送映射到数据帧上的数据块的时间中发送与第一装置（天线）相同的数据。这有助于避免在所述一个以上的另外的装置（天线）之间的不希望的功率变化并且避免导致本地信号下降或全部信号丢失的上述破坏性干扰的问题。

在附图和前述描述中详细示出和描述了本发明，但是该示出和描述被认为是说明性或示意性而非限制性的。本发明不限于所公开的实施方式。本领域中的技术人员可以在实践根据权利要求提出的发明中通过对附图、公开和所附权利要求的学习来理解和实现所公开的实施方式的其他变化。

在权利要求中，词语“包括”不排除其他要素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个要素或其他单元可以满足在权利要求中陈述的几项功能。在彼此不同的从属权利要求中陈述了某些措施的单纯事实不表示不能有利地使用这些措施的组合。

计算机程序可以存储/分布在诸如与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质的合适的非易失性介质上，但是计算机程序也可以诸如经由因特网或其他有线或无线的电信***而以其他形式分布。

在权利要求中的任何参考标记都不应当被解释为限制范围。

Claims (10)

1.一种发送装置，用于在包括被配置为发送相同数据的两个以上的发送装置的多载波发送***内发送数据，所述相同数据以相同方法被编码和/或调制并使用相同的发送参数发送，所述发送装置包括：

信号输入端，被配置为接收携带待发送数据的多载波信号的子载波，

失真单元，被配置为通过使用应用滤波器的失真函数来使所述多载波信号失真，所述滤波器具有通过不同地调制所述多载波信号的子载波的相位而向所述子载波引入相位失真的作用，其中所述失真函数与由其他发送装置使用的失真函数不同，所述其他发送装置的覆盖区域与所述发送装置的覆盖区域重叠，使得来自所述发送装置的相同发送信号的对应子载波被不同地进行过滤，以及

发送单元，被配置为将失真的所述多载波信号作为发送信号发送。

2.根据权利要求1所述的发送装置，

其中，所述两个以上发送装置中的每一个被配置为发送识别信息。

3.根据权利要求1所述的发送装置，

其中，所述两个以上发送装置中的每一个包括天线。

4.根据权利要求1所述的发送装置，

其中，所述滤波器是频域滤波器。

5.根据权利要求1所述的发送装置，进一步包括：傅里叶逆变换电路。

6.根据权利要求1所述的发送装置，被配置为在多载波MISO发送***中操作。

7.根据权利要求1所述的发送装置，被配置为发送数据，该数据由MISO接收器接收。

8.一种发送方法，用于在包括被配置为发送相同数据的两个以上的发送装置的多载波发送***内发送数据，所述相同数据以相同方法被编码和/或调制并使用相同的发送参数发送，所述发送方法包括以下步骤：

接收携带待发送数据的多载波信号的子载波，

通过使用应用滤波器的失真函数来使所述多载波信号失真，所述滤波器具有通过不同地调制所述多载波信号的子载波的相位而向所述子载波引入相位失真的作用，其中所述失真函数与由其他发送装置使用的失真函数不同，所述其他发送装置的覆盖区域与所述发送装置的覆盖区域重叠，使得来自所述发送装置的相同发送信号的对应载波被不同地进行过滤，以及

将失真的所述多载波信号作为发送信号发送。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，通过在频域进行过滤来执行所述失真。

10.一种接收器，被配置为接收和解码根据权利要求1的发送***发送的数据。