CN103237001B - Ami***载波通信模块自适应调制和编码方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，该方法包括如下步骤：输入码流经前向纠错编码器，输入值串并变换器；串并变换器将串行数据转换为并行码流；设立比较门限，将子载波信道估值与该门限比较值进行门限比较；子信道根据比较结果确定子信道调制模式；根据确定的子信道调制模式进行子信道调制。本发明根据信噪比对每个子信道的调制方式进行自适应的调整，在接收端进行相应的解调；对噪声干扰严重的子信道采用鲁棒性强的调制方式，以增强其抗干扰能力；根据子信道的信噪比确定调制和编码方式，保证信噪比高的子信道分配较高传输功率和采用高传输速率的调制方式；提高了整个***的传输效率和抗干扰能力。
Description
技术领域
本发明涉及调制和编码方法，特别涉及一种AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法。
背景技术
现有自动抄表***多载波通信模块，实现标准有G3标准OFDM电力线载波通信技术和PRIME标准OFDM电力线载波通信技术。PRIME标准物理层与G3标准类似，所以这里以G3标准为例举例说明现有技术的缺点。G3标准的物理层在发送端基带调制方式采用所有子载波相同的调制方式，对于噪声干扰严重的子信道，其错误率高，传输效率低。在接收端也无需判断，采用所有子载波相同的解调方式。这样虽然算法操作简单，不需要对接收端信道状况预估计，但是对于信道干扰严重的子信道，其信息将会严重破坏，或者传输效率极低，主要缺点如下：
1. 噪声干扰比较大的子载波其鲁棒性将会变弱，所以传输错误较严重，传输效率低。
2. 对于信噪比较高的子载波，采用低传输效率的调制方式将浪费带宽。
3. 所有子载波采用相同的调制和解调方式，将降低整个***的传输效率和抗干扰能力。
发明内容
本发明的目的是提供一种高效且高抗干扰能力的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法。
本发明提供的这种AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，该方法包括如下步骤：
步骤1，输入码流经前向纠错编码器，输入至串并变换器；
步骤2，串并变换器将串行数据转换为并行码流；
步骤3，设立比较门限，将子载波信道估值与该比较门限进行比较；
步骤4，子信道根据步骤3的比较结果确定子信道调制模式；
步骤5，根据确定的子信道调制模式进行子信道调制。
所述子载波信道估值用于获取子信道的信噪比。
所述比较门限包括-5dB、0dB、5dB；当子信道信噪比小于-5dB时，确定用ROBO的调制模式；当子信道信噪比大于或等于-5dB且小于0dB时，确定用DBPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于0dB且小于5dB时，确定用DQPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于5dB时，确定用D8PSK的调制方式。
所述DBPSK模式下的星座点分布，输入位模式（X）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将现有映射模式星座图差分二相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为1，其输出相位θ k=φ k，输出符号为+1，
当输入码流为-1，其输出相位θ k=φ k+π，输出符号为-1；
对输入位模式（X）进行映射编码，将其输入0表示为-1，输入1表示为+1，则输入位模式（X）的调制公式为：S=cosθ k+j×sinθ k=X。
所述DQPSK模式下的星座点分布，输入位模式（X,Y）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将现有映射模式星座图差分四相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为00，其输出相位θ k=φ k+π/4，输出符号为 ，
当输入码流为01，其输出相位θ k=φ k+7π/4，输出符号为，
当输入码流为11，其输出相位θ k=φ k+5π/4，输出符号为，
当输入码流为10，其输出相位θ k=φ k+3π/4，输出符号为；
若初始相位φ k =0，信号强度为1；对输入位模式（X,Y）进行映射编码，将X输入0表示为+1，X输入1表示为-1；将Y输入0表示为+1，Y输入1表示为-1；则输入位模式（X,Y）的调制公式为：S= cosθ k +j×sinθ k＝X+j×Y。
所述D8PSK模式下的星座点分布，输入位模式（X,Y,Z）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将将现有映射模式星座图差分八相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为000，其输出相位θ k=φ k+π/8，输出符号为，
当输入码流为001，其输出相位θ k=(φ k+15π)/8，输出符号为，
当输入码流为010，其输出相位θ k=(φ k+3π)/8，输出符号为，
当输入码流为011，其输出相位θ k=(φ k+13π)/8，输出符号为，
当输入码流为100，其输出相位θ k=(φ k+7π)/8，输出符号为，
当输入码流为101，其输出相位θ k=(φ k+9π)/8，输出符号为，
当输入码流为110，其输出相位θ k=(φ k+5π)/8，输出符号为，
当输入码流为111，其输出相位θ k=(φ k+11π)/8，输出符号为；
若初始相位φ k =0，信号强度为1；当X为0且Z为0时，输入位模式（X,Z）表示为+1，当X为1且Z为1时，输入位模式（X,Z）表示为-1；输入位模式（Y）为0表示为π/8，输入位模式（Y）为1表示为π/8；则输入位模式（X,Y,Z）的调制公式可以表示为：S=cosθ k+j×sinθ k＝X×cos(Y)+j×Z×sin(Y)。
经本发明改进后，根据信噪比对每个子信道的调制方式进行自适应的调整，在接收端进行相应的解调，解决了如下问题：
1. 自适应调制和编码方式，对噪声干扰严重的子信道采用鲁棒性强的调制方式，以增强其抗干扰能力。
2. 根据子信道的信噪比确定调制和编码方式，保证信噪比高的子信道分配较高传输功率和采用高传输速率的调制方式。
3. 自适应调制和编码方式，提高了整个***的传输效率和抗干扰能力。
附图说明
图1是本发明的发送端组成示意图。
图2是本发明的接收端组成示意图。
图3是本发明的自适应调制和编码方法框图。
图4是本发明的DBPSK模式星座图。
图5是本发明的DQPSK模式星座图。
图6是本发明的D8PSK模式星座图。
具体实施方式
OFDM电力载波物理层是直接面向实际承担数据传输的物理媒体电力线，是在电力线之上为上一层MAC层提供一个传输原始比特流的物理连接，所以物理层直接面对电力线的各种干扰和衰减。
下面结合附图对本发明作进一步说明。
如图1所示，本发明的物理层发送端包括前向错误控制编码器以及OFDM调制模块。待传输数据先进行串扰，RS编码，卷积编码，交织处理，再进行自适应调制并送去做IFFT变换。
在IFFT之前的部分称为基带***。首先对输入的数据进行前向纠检错（Forward error correction）编码，FEC是由Reed Solomon编码和卷积编码构成；卷积编码之后，是一个两维的交织编码模块。交织的目的是保护传输信号，对抗两种不同的干扰和衰落：一种是突发错误干扰，另一种是频率深衰落。数据信号经交织后根据之前的测试数据信道估计信息进行子载波自适应调制。
与本发明物理层发送端对应的接收端的链路基带结构如图2所示。这一链路与发送端链路正好相反，在FFT变换后的数据进行解映射，将多进制数据位变成2进制数据码流，之后进行解交织，Viterbi解码，解串扰处理，最后得到MAC层可识别的数据。
下面说明本发明自适应调制和编码原理。
如图3所示，本发明首先对交织后的数据进行串并变换，将串行数据流变为并行的数据流；然后根据上一帧的下行前导数据信道估计结果，将子信道估计的信噪比与预先设定的比较门限进行比较；接着根据比较结果确定子信道的调制方式；最后进行子信道调制。
1. 子信道信噪比比较门限设定及调制方式确定
在上述自适应调制和编码过程中，比较关键的是比较门限的设定。一般门限值在工程应用中可调节。本发明设定的比较门限如表1所示。本发明根据这些比较门限，确定子信道调制方式。当子信道信噪比小于-5dB时，确定用ROBO的调制模式；当子信道信噪比大于或等于-5dB且小于0dB时，确定用DBPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于0dB且小于5dB时，确定用DQPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于5dB时，确定用D8PSK的调制方式。
表1：
2. 子信道调制
子信道确定调制方式后进行相应的调制和编码。DBPSK,DQPSK和D8PSK的星座图如下
为了简单起见，分析去除格雷码变换及绝对码变换。
如图4所示的DBPSK模式的映射方式，输入码流与输出相位之间的关系如表2所示。
表2：
如果初始相位φ k =0，信号强度为1，对输入位模式（X）进行映射编码，将其输入0表示为-1，输入1表示为+1，则输入位模式（X）的调制公式为：S=cosθ k+j×sinθ k=X。
在输出端解调时，根据S的实部和虚部解调出输入码流：
bit0 = real(S)，
解调后的输入码流与实际的输入码流存在一定的逻辑关系，解调出的bit0不进行硬判决， 直接送入Viterbi译码器进行软判决，可以很好的恢复原始输入码流。
如图5所示的DQPSK模式的映射方式，输入码流与输出相位之间的关系:如表3所示。
表3：
如果初始相位φ k =0，信号强度为1；对输入位模式（X,Y）进行映射编码，将X输入0表示为+1，X输入1表示为-1；将Y输入0表示为+1，Y输入1表示为-1；则输入位模式（X,Y）的调制公式为：S= cosθ k +j×sinθ k＝X+j×Y。
在输出端解调时，根据S的实部和虚部解调出输入码流：
bit0 = real(S)，
bit1 = imag(S)；
解调后的输入码流与实际的输入码流存在一定的逻辑关系，解调出的bit0和bit1不进行硬判决， 直接送入Viterbi译码器进行软判决，可以很好的恢复原始输入码流。
如图6所示的D8PSK模式的映射方式，输入码流与输出相位之间的关系如表4所示。
若初始相位φ k =0，信号强度为1；当X为0且Z为0时，输入位模式（X,Z）表示为+1，当X为1且Z为1时，输入位模式（X,Z）表示为-1；输入位模式（Y）为0表示为π/8，输入位模式（Y）为1表示为π/8；则输入位模式（X,Y,Z）的调制公式可以表示为：S=cosθ k+j×sinθ k＝X×cos(Y)+j×Z×sin(Y)。
在输出端解调时，根据S的实部和虚部解调输入码流：
bit0 = real(S)；
bit1 =abs(real(S))-abs(imag(S))；
bit2 = imag(S)；
解调后的输入码流与实际的输入码流存在一定的逻辑关系，解调出的bit0、bit1和bit2均不进行硬判决， 直接送入Viterbi译码器进行软判决，可以很好的恢复原始输入码流。
表4：
下面结合具体实施例对本发明做进一步的说明。
本发明包括如下步骤：
步骤1，输入码流经前向纠错编码器，输入值串并变换器；
步骤2，串并变换器将串行数据转换为并行码流；
步骤3，设立比较门限，这些比较门限值包括-5dB、0dB、5dB；
步骤4，将子载波信道估值所得的信噪比与步骤3的比较门限值进行比较；并根据该比较结果确定子信道调制模式；
步骤5，根据确定的子信道调制模式进行子信道调制。
Claims (6)
1.一种AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，该方法包括如下步骤：
步骤1，输入码流经前向纠错编码器，输入至串并变换器；
步骤2，串并变换器将串行数据转换为并行码流；
步骤3，设立比较门限，将子载波信道估值与该比较门限进行比较；
步骤4，子信道根据步骤3的比较结果确定子信道调制模式；
步骤5，根据确定的子信道调制模式进行子信道调制。
2.根据权利要求1所述的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，其特征在于，所述子载波信道估值用于获取子信道的信噪比。
3.根据权利要求2所述的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，其特征在于，所述比较门限包括-5dB、0dB、5dB；当子信道信噪比小于-5dB时，确定用ROBO的调制模式；当子信道信噪比大于或等于-5dB且小于0dB时，确定用DBPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于0dB且小于5dB时，确定用DQPSK的调制方式；当子信道信噪比大于或等于5dB时，确定用D8PSK的调制方式。
4.根据权利要求3所述的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，其特征在于，所述DBPSK模式下的星座点分布，输入位模式（X）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将现有映射模式星座图差分二相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为1，其输出相位θ k=φ k，输出符号为+1，
当输入码流为-1，其输出相位θ k=φ k+π，输出符号为-1；
对输入位模式（X）进行映射编码，将其输入0表示为-1，输入1表示为+1，则输入位模式（X）的调制公式为：S=cosθ k+j×sinθ k=X。
5.根据权利要求3所述的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，其特征在于，所述DQPSK模式下的星座点分布，输入位模式（X,Y）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将现有映射模式星座图差分四相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为00，其输出相位θ k=φ k+π/4，输出符号为 ，
当输入码流为01，其输出相位θ k=φ k+7π/4，输出符号为，
当输入码流为11，其输出相位θ k=φ k+5π/4，输出符号为，
当输入码流为10，其输出相位θ k=φ k+3π/4，输出符号为；
若初始相位φ k =0，信号强度为1；对输入位模式（X,Y）进行映射编码，将X输入0表示为+1，X输入1表示为-1；将Y输入0表示为+1，Y输入1表示为-1；则输入位模式（X,Y）的调制公式为：S= cosθ k +j×sinθ k＝X+j×Y。
6.根据权利要求3所述的AMI***载波通信模块自适应调制和编码方法，其特征在于，所述D8PSK模式下的星座点分布，输入位模式（X,Y,Z）映射为星座点上的一个符号，其映射方式是将将现有映射模式星座图差分八相移相，得到改进后的映射模式星座图；其输出相位的变化如下，
当输入码流为000，其输出相位θ k=φ k+π/8，输出符号为，
当输入码流为001，其输出相位θ k=(φ k+15π)/8，输出符号为，
当输入码流为010，其输出相位θ k=(φ k+3π)/8，输出符号为，
当输入码流为011，其输出相位θ k=(φ k+13π)/8，输出符号为，
当输入码流为100，其输出相位θ k=(φ k+7π)/8，输出符号为，
当输入码流为101，其输出相位θ k=(φ k+9π)/8，输出符号为，
当输入码流为110，其输出相位θ k=(φ k+5π)/8，输出符号为，
当输入码流为111，其输出相位θ k=(φ k+11π)/8，输出符号为；
若初始相位φ k =0，信号强度为1；当X为0且Z为0时，输入位模式（X,Z）表示为+1，当X为1且Z为1时，输入位模式（X,Z）表示为-1；输入位模式（Y）为0表示为π/8，输入位模式（Y）为1表示为π/8；则输入位模式（X,Y,Z）的调制公式可以表示为：S=cosθ k+j×sinθ k＝X×cos(Y)+j×Z×sin(Y)。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
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| CN103237001A CN103237001A (zh) | 2013-08-07 |
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Family
ID=48885018
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| CN201310170098.0A Active CN103237001B (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | Ami***载波通信模块自适应调制和编码方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN103237001B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN105336147B (zh) * | 2015-10-21 | 2018-08-24 | 宁波三星医疗电气股份有限公司 | 用于电力用户自适应多载波调制方式抄表的方法 |
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