CN103236909B - 瑞利信道中多进制软信息转发方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了瑞利信道中多进制软信息转发方法，采用高阶调制时，在低信噪比区域下，选用衰落信道中的MPSK信号估计转发方法；在高信噪比区域下，选择衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法。本发明的有益效果：使***误码率性能达到更优，当信噪比和中继数相同的情况下，随着进制数的增大，数据速率逐渐增大，各方案的可靠性明显降低，但是软信息转发方案的误码率性能始终优于AF方案和DF方案。

Description

瑞利信道中多进制软信息转发方法

技术领域

本发明属于协作通信技术领域，尤其涉及一种瑞利信道中多进制软信息转发方法。

背景技术

无线通信在利用无线电波进行信息传输过程中会产生多径衰落，而无线信道的衰落特性是阻碍信道容量增加和服务质量改善的主要原因之一。空间分集技术可有效抑制多径衰落，协作分集技术作为一种空间分集技术，可通过共享相邻用户的天线而获得空间分集度，因而可以显著提高***性能。

协作通信与组网是一个新兴的并具有巨大潜力和应用前景的研究领域。近年来，随着协作分集技术的深入研究，无记忆中继方案由于其算法简单和低功耗的优势，获得了广泛普及。现有的无记忆中继方案可以简单的分为三类：放大转发方案(Amplify-and-Forward，AF)、检测转发方案(Detect-and-Forward，DF)和软信息转发方案(SoftInformationForwarding，SIF)。

AF方案最早由Laneman等人最早提出，基本原理是中继节点将接收到的信号进行放大并转发。但是在放大转发过程中，接收信号的噪声部分也被放大转发。

DF方案由Sendonari等人提出，中继节点对接收到的信号进行解码之后再重新编码调制，再发送到目的节点。其可以在转发前除去高斯白噪声，可以减少接收噪声的影响，但如果源节点和中继节点之间的信道质量较差，中继节点不能对接收到的信号进行正确解码，从而起不到协作中继的作用。

软信息相比硬判决，***性能表现更好。基于此理念，Gomadam和Jafar等人提出了一种软信息转发方案，即估计转发方案(Estimate-and-Forward，EF)，其基本思想就是最大化目的节点的广义信噪比，然而最大化的广义信噪比并不能保证误码率的性能。

M.A.Karim等人又提出了一种新的软信息转发方案，即互信息转发方案(MutualInformationbasedForwarding，MIF)，MIF方案首次将互信息运用至协作中继网络的软判决，充分保证了软判决的可靠性。

现有研究结果发现：在数据率和信噪比等其它条件均相同的前提下，软信息转发方案具有更高的可靠性，但现有成果停留在AWGN(additivewhiteGaussiannoise，加性高斯白噪声)及衰落信道中的二进制调制。由于用户对数据率具有很高的要求，在实际当中多采用高阶调制。当前对于AF方案和DF方案的研究已较为成熟，但软信息转发的成果则相对甚少。

在两跳多中继并行传输网络中，假定存在K个并行的无线中继节点，K≥1且K为正整数。源节点至目的节点之间无直接链路，它们之间的信息传输必须要经过中继节点的辅助，每个节点都有一个半双工全向收发天线。

二进制源信息x在经调制后转换成调制符号x_l，x_l∈exp(j2π/L)，l＝0,1,…,L-1，L为MPSK调制阶数。

调制符号的传输过程可以分为两个时隙。

在第一个时隙，源节点以发射功率P广播调制后的信息符号x_l至中继节点。在第i个（i=1,2,…,K，i为正整数）中继处接收到的信号y_SR,i可表示为：

$y_{\mathrm{SR},i}=\sqrt{P}{h}_{\mathrm{SR},i}{x}_l+w_i---\left(1\right)$

其中，h_SR,i为源节点到第i个中继节点的瑞利信道衰落系数，其服从复高斯分布CN(0,1)，w_i为第i个中继处的加性高斯白噪声，其被建模为零均值且方差为N₀的复高斯随机变量，SR为从源节点到第i个中继节点。那么源到中继的信噪比为ρ＝P/N₀，为方便分析，本发明接下来将噪声归一化，即N₀=1。在第i个中继处接收到的信号模型可以改为：

$y_{\mathrm{SR},i}=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_{\mathrm{SR},i}{x}_l+w_i---\left(2\right)$

在第二个时隙，中继将处理后的信息以同样的发射功率转发至目的节点，目的节点接收到的信号为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{h}_{\mathrm{RD},i}q\left(x_l\right)+w_D---\left(3\right)$

其中，函数q(·)为中继节点对接收到的信息所采用的处理函数，h_RD,i为第i个中继节点到目的节点的瑞利信道衰落系数，其服从复高斯分布CN(0,1)，w_D为目的节点接收到的零均值且方差为N₀的加性高斯白噪声，RD为第i个中继节点到目的节点。

中国专利（申请号：200710136098，专利名称：可变速率的软信息转发方案），这个方案是基于估计转发的，即在中继处转发符号的估计值，其严重依赖中继处的功率约束，压缩转发容易造成信息丢失和误解码。

中国专利（专利号：201210161488，专利名称：一种在无线中继***中的信息传输方法），该方法只涉及基于BPSK调制的EF转发方案，传输速率不高，不适用于对传输速率有一定要求的环境，且***模型不同。

中国专利（专利号：200910247316，专利名称：一中克服信号畸变的中继解调转发***及方法），发明中只涉及高斯信道，没有给出Rayleigh信道下的方案，不适用于现实环境。另外在高信噪比条件下，估计转发方案的可靠性不是最优的。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提供一种瑞利信道中多进制软信息转发方法，它具有使***误码率性能明显改善的优点。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

瑞利（Rayleigh）信道中多进制软信息转发方法，在两跳多中继并行传输网络中，多进制信号采用高阶调制时，在低信噪比区域下，选用衰落信道中的MPSK信号估计转发方法（EF方案）；在高信噪比区域下，选择衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法（MIF方案）。

所述衰落信道中的MPSK信号估计转发方法，具体步骤如下：

步骤（1-1）：通过中继节点对接收到的信号进行信号估计（条件期望）来构造中继处理函数；

步骤（1-2）：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤（1-1）得到的中继处理函数，目的节点得到所接收到的信息。

所述衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法，具体步骤如下：

步骤（2-1）：通过中继节点对接收到的信号进行硬判决并计算其互信息来构造中继处理函数；

步骤（2-2）：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤（2-1）得到的中继处理函数，在目的节点接收到的信息。

所述步骤（1-1）的第i个中继处理函数q_EF(y_SR,i)为：

q_EF(y_SR,i)=β_EFE[x_l|y_SR,i|(4)

β_EF为归一化因子，以使E[|q_EF(y_SR,i)|²]=1,E[·]代表求取期望的函数，E(x_l|y_SR,i)为传输符号的条件期望。

传输符号的条件期望E(x_l|y_SR,i)的计算过程如下：

$\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_l\mathrm{Pr}\left(x_l\right|Y_{\mathrm{SR},i})---\left(5\right)$

在瑞利衰落信道下，中继处接收信号的条件概率密度函数为：

$p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_l)=\frac{1}{\mathrm{\π}}\exp \left({-|y_{\mathrm{SR},i}-\sqrt{\mathrm{\ρ}}{x}_l{h}_{\mathrm{SR},i}|}^2\right)---\left(6\right)$

利用概率论有关条件概率的知识，得出中继节点在接收到y_SR,i条件下关于x_l的条件概率Pr(x_l,y_SR,i)为:

$\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})=\frac{p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_l)}{{\mathrm{\Σ}}_{l^{\′}=0}^{L-1}p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_{l^{\′}})}---\left(7\right)$

所述步骤（1-2）的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{\mathrm{EF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)h_{\mathrm{RD},i}+w_D---\left(8\right)$

所述步骤（2-1）的中继处理函数q_MIF(y_SR,i)为：

$q_{\mathrm{MIF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)={\mathrm{\β}}_{\mathrm{MIF}}\·I(x_l;y_{\mathrm{SR},i})\·{\hat{y}}_{\mathrm{SR},i}---\left(9\right)$

其中β_MIF为归一化因子，使得E[|q_MIf(y_SR,i)|²]=1。

表示在第i个中继处对接收到信息的硬判决，其计算过程如下：

${\hat{y}}_{\mathrm{SR},i}=\arg \underset{x_l}{\min }{|y_{\mathrm{SR},i}-\sqrt{\mathrm{\ρ}}{x}_l{h}_{\mathrm{SR},i}|}^2---\left(10\right)$

互信息I(x_l;y_SR,i)的计算过程如下：

I（x_l;y_SR,i)=H(x_l)-H(x_l|y_SR,i)

=-{[log₂Pr(x_l)]·Pr（x_l)}-{-[log₂Pr(x_l|y_SR，i)]·Pr(x_l|y_SR，i）}(11)

$={\log }_{2}L+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[{\log }_2\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})\right]\·\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})$

其中，先验熵H(x_l)表示了信息x_l的平均不确定性，也就是它的随机性。后验熵H(x_l|y_SR,i)代表在中继收到y_SR,i后，对源信息x_l有一定了解，但仍然对x_l有不确定度，即关于x_l的不确定度。所以互信息I(x_l;y_SR,i)表示在收到x_l的条件下，关于x_l不确定度减少的量，I(x_l;y_SR,i)越大，表示信号传输的可靠性越高，因此互信息作为信号传输可靠性的度量。

所述步骤（2-2）的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{\mathrm{MIF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)h_{\mathrm{RD},i}+w_D---\left(12\right)$

本发明的有益效果：

1多进制调制的传输速率要高于二进制调制，而在众多多进制调制中，MPSK调制的抗噪声性能尤为优异，且不易受信道变化特性的影响，在实际中已广泛应用。

2当采用MPSK调制时，在瑞利衰落信道下，软信息转发方案较AF方案和DF方案有更好的误码率性能。

3软信息转发方案的两种方案在不同信噪比区域各具优势，其中在低信噪比区域选用软信息转发方案时，EF方案对比MIF方案误码率性能较好；在高信噪比区域下，MIF方案的误码率性能最优，可以根据信道环境的不同选择最优误码率方案。

附图说明

图1两跳多中继并行传输网络；

图2瑞利信道下双中继各方案性能；

图3瑞利信道下三中继各方案性能。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，两跳多中继并行传输网络中，瑞利信道下多进制软信息转发方法，采用高阶调制时，在低信噪比区域下，选用衰落信道中的MPSK信号估计转发方法；在高信噪比区域下，选择衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法。

所述衰落信道中的MPSK信号估计转发方法，具体步骤如下：

步骤（1-1）：通过中继节点对接收到的信号进行信号估计来构造中继处理函数；

步骤（1-2）：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤（1-1）得到的中继处理函数，目的节点得到所接收到的信息；

步骤（1-3）：进行最大似然估计判决，得到与发送信息相对应的多进制调制符号

所述衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法，具体步骤如下：

步骤（2-1）：通过中继节点对接收到的信号进行硬判决并计算其互信息来构造中继处理函数；

步骤（2-2）：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤（2-1）得到的中继处理函数，在目的节点接收到的信息；

步骤（2-3）：进行最大似然估计判决，得到与发送信息相对应的多进制调制符号。

所述步骤（1-1）的第i个中继节点处理函数q_EF(y_SR,i)为：

q_EF(y_SR,i)=β_EFE[x_l|y_SR,i](4)

β_EF为归一化因子，以使E[|q_EF(y_SR,i)|²]=1,E[·]代表求取期望的函数，E(x_l|y_SR,i)为传输符号的条件期望。

传输符号的条件期望E(x_l|y_SR,i)的计算过程如下：

$\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_l\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})---\left(5\right)$

在瑞利衰落信道下，中继节点接收信号的条件概率密度函数为：

$p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_l)=\frac{1}{\mathrm{\π}}\exp \left({-|y_{\mathrm{SR},i}-\sqrt{\mathrm{\ρ}}{x}_l{h}_{\mathrm{SR},i}|}^2\right)---\left(6\right)$

利用概率论有关条件概率的知识，得出中继节点在接收到y_SR,i条件下关于x_l的条件概率Pr(x_l|y_SR,i)为:

$\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})=\frac{p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_l)}{{\mathrm{\Σ}}_{l^{\′}=0}^{L-1}p\left(y_{\mathrm{SR},i}\right|x_{l^{\′}})}---\left(7\right)$

所述步骤（1-2）的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{\mathrm{EF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)h_{\mathrm{RD},i}+w_D---\left(8\right)$

所述步骤（1-3）的最大似然估计判决公式为：

$\hat{x}=\arg \underset{x_l}{\min }{|y-\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{EF}}{x}_l{h}_{\mathrm{RD},i}|}^2---(8-1)$

所述步骤（2-1）的中继处理函数为：

$q_{\mathrm{MIF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)={\mathrm{\β}}_{\mathrm{MIF}}\·I(x_l;y_{\mathrm{SR},i})\·{\hat{y}}_{\mathrm{SR},i}---\left(9\right)$

其中，互信息为：

I(x_l;y_SR,i)=H(x_l)-H(x_l|y_SR,i)

=-{[log₂Pr(x_l)]·Pr(x_l)}-{-[log₂Pr(x_l|y_SR,i)]·Pr(x_l|y_SR,i)}(11)

$={\log }_{2}L+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[{\log }_2\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})\right]\·\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{\mathrm{SR},i})$

硬判决为：

${\hat{y}}_{\mathrm{SR},i}=\arg \underset{x_l}{\min }{|y_{\mathrm{SR},i}-\sqrt{\mathrm{\ρ}}{x}_l{h}_{\mathrm{SR},i}|}^2---(11-1)$

${\mathrm{\β}}_{\mathrm{MIF}}=\sqrt{\frac{1}{E\left\{{\left[I(x_l;y_{\mathrm{SR},i})\right]}^2\right\}}},$ β_MIF为归一化因子。

所述步骤（2-2）的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{\mathrm{MIF}}\left(y_{\mathrm{SR},i}\right)h_{\mathrm{RD},i}+w_D---\left(12\right)$

所述步骤（2-3）的最大似然估计判决为：

$\hat{x}=\arg \underset{x_l}{\min }{|y-\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{MIF}}{x}_l{h}_{\mathrm{RD},i}|}^2---\left(14\right)$

图1是本发明的***模型图，主要由三部分组成：一个源节点S，一个目的节点D，K个并行的中继节点，分别用R_i表示，i=1，2，3…，K。每个节点都有一个半双工全向收发天线，源节点到目的节点没有直达链路，它们之间的通信需要在中继节点的协助之下才能完成。假设x是发送的信息符号，源节点和中继节点的发射功率都为P。和分别表示S到Ri和Ri到D的衰落系数。采用瑞利衰落信道，即h_SR,i和h_RD,i均服从复高斯分布CN(0,1)。

图2是瑞利信道下双中继各方案误码率性能对比示意图，从图2可以看出，在经过QPSK调制后，MIF方案对比EF方案、DF方案、AF方案，在BER=10^-4时，大概分别有1dB、2.4dB、8.8dB的信噪比增益；在经过8PSK调制后，在BER=10^-4时，EF方案和MIF方案基本相同，对比DF方案和AF方案分别有2dB、6.8dB的信噪比增益。另外可以看出，在QPSK调制和8PSK调制后，在低信噪比区域，EF的误码率性能要优于MIF方案。

图3是瑞利信道下三中继各方案误码率性能对比示意图，从图3可以看出，在经过QPSK调制和8PSK调制后，MIF方案的误码率性能要始终优于EF方案、AF方案和DF方案。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (1)

1.瑞利信道中多进制软信息转发方法，其特征是，在两跳多中继并行传输网络中，多进制信号采用高阶调制时，

在低信噪比区域下，选用衰落信道中的MPSK信号估计转发方法：

步骤(1-1)：通过中继节点对接收到的信号进行信号估计来构造中继处理函数；

所述步骤(1-1)的中继处理函数为：

q_EF(y_SR,i)＝β_EFE[x_l|y_SR,i](4)

β_EF为归一化因子，以使E[|q_EF(y_SR,i)|]²＝1，E[·]代表求取期望的函数，E(x_l|y_SR,i)为传输符号的条件期望， ${\mathrm{\β}}_{EF}=\sqrt{\frac{1}{E\[E{\[x_l|y_{SR,i}\]}^2\]}};$

传输符号的条件期望为：

$E\left(x_l\right|y_{SR,i})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}{x}_l\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{SR,i})---\left(5\right)$

Pr(x_l|y_SR,i)为中继节点在接收到y_SR,i条件下关于x_l的条件概率；

步骤(1-2)：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤(1-1)得到的中继处理函数，目的节点得到所接收到的信息；

所述步骤(1-2)的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\Σ}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{EF}\left(y_{SR,i}\right)h_{RD,i}+{\mathrm{\ω}}_D---\left(8\right);$

步骤(1-3)：进行最大似然估计判决，得到与发送信息相对应的多进制调制符号；

所述步骤(1-3)的最大似然估计判决公式为：

$\hat{x}=\arg \underset{x_l}{\min }|y-\underset{i=1}{\overset{K}{\Σ}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{EF}\left(y_{SR,i}\right)h_{RD,i}{|}^2---(8-1);$

在高信噪比区域下，选择衰落信道中的MPSK信号互信息转发方法：

步骤(2-1)：通过中继节点对接收到的信号进行硬判决并计算其互信息来构造中继处理函数；

所述步骤(2-1)的中继处理函数为：

$q_{MIF}\left(y_{SR,i}\right)={\mathrm{\β}}_{MIF}\·I(x_l;y_{SR,i})\·{\hat{y}}_{SR,i}---\left(9\right)$

其中，互信息为：

$\begin{array}{c}I(x_l;y_{SR,i})=H\left(x_l\right)-H\left(x_l\right|y_{SR,i})\\ =-\[{\log }_2\mathrm{Pr}\left(x_l\right)\]\·\mathrm{Pr}\left(x_l\right)\}-\{-\[{\log }_2\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{SR,i})\·\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{SR,i})\}\\ ={\log }_{2}L+\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\[{\log }_2\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{SR,i})\]\·\mathrm{Pr}\left(x_l\right|y_{SR,i})\end{array}---\left(11\right)$

硬判决为：

${\hat{y}}_{SR,i}=\arg \underset{x_l}{\min }|y_{SR,i}-\sqrt{\mathrm{\ρ}}{x}_l{h}_{SR,i}{|}^2---\left(10\right)$

β_MIF为归一化因子；h_SR,i为源节点到第i个中继节点的瑞利信道衰落系数，其服从复高斯分布

步骤(2-2)：各个中继节点将处理后的信息分别广播至目的节点，经最大比合并后，根据步骤(2-1)得到的中继处理函数，在目的节点接收到的信息；

所述步骤(2-2)的目的节点接收到的信息为：

$y=\underset{i=1}{\overset{K}{\Σ}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{q}_{MIF}\left(y_{SR,i}\right)h_{RD,i}+{\mathrm{\ω}}_D---\left(12\right);$

步骤(2-3)：进行最大似然估计判决，得到与发送信息相对应的多进制调制符号；

所述步骤(2-3)的最大似然估计判决为：

$\hat{x}=\arg \underset{x_l}{\min }|y-\underset{i=1}{\overset{K}{\Σ}}\sqrt{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\β}}_{MIF}{x}_l{h}_{RD,i}{|}^2---\left(14\right);$

其中，EF表示估计转发方案；SR表示从源节点到中继节点的传输路径；x_l指的是二进制源信息x在经调制后转化成的调制符号，x_l∈exp(j2π/L)，l＝0,1,…,L-1；L为MPSK调制阶数；y_SR,i指的是在第i个中继节处接收到的信号；RD表示信号从中继节点至目的节点之间的传输路径；h_RD,i指的是第i个中继节点到目的节点的瑞利信道衰落系数；ρ指的信号从源节点到中继节点之间的信号功率同噪声功率之比，又称为信噪比；ω_D指的是目的节点接收到的零均值且方差为N₀的加性高斯白噪声；表示最大似然估计判决；i是传输网络中第i个中继节点，i＝1,2,…,K，i为正整数；K表示传输网络中中继节点的总个数。