CN103199547B - Pwm整流器与静止同步补偿器联合运行***的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***及其控制方法，由若干台PWM整流器、一台静止同步补偿器及上位机监控平台组成。其中PWM整流器由三相桥式逆变电路、连接电抗、直流侧电容、直流侧负载以及控制器组成；静止同步补偿器由三相桥式逆变电路、连接电抗、直流侧电容以及控制器组成。在三相电网电压不平衡的情况下，PWM整流器输入负序电流抑制直流侧电压中存在的二倍频波动；静止同步补偿器输入与多台PWM整流器相反的负序电流，保证网侧电流三相平衡。本发明在三相电网电压不平衡的情况下，既可抑制PWM整流器直流侧电压二倍频波动，又可维持网侧电流三相平衡。

Description

PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***的控制方法

技术领域

本发明涉及一种PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***及其控制方法。

背景技术

受不平衡负荷及三相电网故障的影响，三相电网电压常处于不平衡状态。为了使三相PWM整流器在三相电网电压不平衡的状态下，仍能够正常运行，很多学者对PWM整流器在电压不平衡情况下的控制策略做了研究。根据控制目标的不同，电压不平衡情况下的PWM整流器的控制策略分为两类：第一类控制策略以维持PWM整流器输入电流三相平衡为控制目标，需使PWM整流器输出电压中含有与三相电网电压相同的负序电压分量，该负序电压分量与输入电流作用，产生二倍频波动的瞬时输入功率，导致PWM整流器直流侧电压出现二倍频波动；第二类控制策略以抑制直流侧电压二倍频波动为控制目标，需要控制PWM整流器输入负序电流，维持输入瞬时功率的恒定。在三相电网电压不平衡的情况下，两种控制目标互相矛盾，难以统一。根据应用场合的不同，两类控制策略都有一定的应用价值。在电解、电镀等对直流电源要求较高的场合，往往适用第二类控制策略，即牺牲交流侧电能质量以抑制直流侧电压二倍频波动。

普遍认为，PWM整流器是一种三相电网友好型的负载。人们往往忽略PWM整流器本身的电能质量问题，甚至给PWM整流器附加电能质量治理的功能，鲜有对PWM整流器产生的电能质量问题及治理方式进行研究。但是在多台PWM整流器并联的场合，PWM整流器产生的电能质量问题不容忽略，大量的负序电流流入三相电网，将增加配电网损耗，威胁配电网其他设备的正常运行。基于全控型器件的静止同步补偿器是一种理想的负序治理装置，研究多台并联PWM整流器与静止同步补偿器联合运行具有重要意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***，抑制PWM整流器直流侧电压二倍频波动，同时维持网侧电流三相平衡。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***，包括若干台PWM整流器和一台静止同步补偿器，所述PWM整流器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载和控制器，所述三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载依次连接，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入三相电网；所述静止同步补偿器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容和控制器，所述三相桥式逆变电路与所述直流侧电容连接，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入所述三相电网，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断；所述PWM整流器的控制器、所述静止同步补偿器的控制器均接入上位机监控平台。

作为优选方案，所述控制器为DSP。

作为优选方案，所述上位机监控平台包括工控机，所述工控机通过以太网与所述控制器通讯。

PWM整流器与静止同步补偿器联合运行***在三相电网电压不平衡情况下的控制方法为：

1）检测三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，经变换矩阵C_abc/dq ⁺、低通滤波得到DQ旋转坐标系下三相电网电压的基波正序有功分量U_d ⁺和基波正序无功分量U_q ⁺，并根据U_d ⁺和U_q ⁺获得基波正序电压的幅值U_S ⁺和初相角θ⁺：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{+}=\sqrt{{\left({U_d}^{+}\right)}^2+{\left({U_q}^{+}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{+}=\arctan \frac{{U_q}^{+}}{{U_d}^{+}}\end{array}\right.,$

2）将三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量U_d ^-和基波负序无功分量U_q ^-，并根据U_d ^-和U_q ^-获得基波负序电压的幅值U_S ^-和初相角θ^-：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{-}=\sqrt{{\left({U_d}^{-}\right)}^2+{\left({U_q}^{-}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{-}=\arctan \frac{{U_q}^{-}}{{U_d}^{-}}\end{array}\right.,$

3）检测第j台PWM整流器的直流侧电压U_jdc和输入电流i_ja、i_jb、i_jc；j表示若干台PWM整流器中的任一台；

4）将直流侧电压U_jdc与直流侧电压给定值U_jdc ^*比较，其误差经PI调节器调节，获得第j台PWM整流器电流正序分量的幅值I_j ⁺，将电流正序分量的幅值I_j ⁺代入第j台PWM整流器输入负序电流幅值I_j ^-的表达式中，得到第j台PWM整流器电流负序分量的幅值I_j ^-；其中，

5）第j台PWM整流器电流正序分量的幅值I_j ⁺分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘，得到三相正序电流的瞬时值；第j台PWM整流器负序分量的幅值I_j ^-分别与正弦信号sin（ωt+θ^-+π）、sin（ωt+θ^--π/3）、sin（ωt+θ^-+π/3）相乘，得到三相负序电流的瞬时值；

6）将三相正序电流瞬时值与三相负序电流瞬时值叠加，然后将叠加值与PWM整流器实际输入电流瞬时值i_ja、i_jb、i_jc比较，两者的误差乘以比例系数K后，再与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，叠加后与直流侧电压U_jdc相除，得到调制信号u_ja、u_jb、u_j，最后将调制信号u_ja、u_jb、u_jc与三角载波比较，调制得到第j台PWM整流器的PWM信号S_j1、S_j2、S_j3、S_j4、S_j5、S_j6；

7）检测与三相电网连接的负荷的电流i_la、i_lb、i_lc，经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量I_ld ^-和基波负序无功分量I_lq ^-，再经变换矩阵C_dq ^- _/abc得到负荷侧电流负序分量瞬时值i_la ^-、i_lb ^-、i_lc ^-，取反，得到静止同步补偿器指令电流i_ca1 ^*、i_cb1 ^*、i_cc1 ^*；

8）PWM整流器输入电流负序分量的幅值I_j ^-经上位机求和后，得到ΣI_j ^-，通过通信方式由上位机监控平台发送至静止同步补偿器，再分别与正弦信号sin（ωt+θ^-）、sin（ωt+θ^-+2π/3）、sin（ωt+θ^--2π/3）相乘，得到指令电流i_ca2 ^*、i_cb2 ^*、i_cc2 ^*；

9）静止同步补偿器指令电流i_ca1 ^*、i_cb1 ^*、i_cc1 ^*、PWM整流器指令电流i_ca2 ^*、i_cb2 ^*、i_cc2 ^*两部分指令电流经加权后，得到最终的指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i_{\mathrm{ca}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{ca}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{ca}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cb}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cb}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cb}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cc}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cc}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cc}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\end{array}\right.$

其中，η₁、η₂为两种指令电流获取方式的权值；

10）检测静止同步补偿器的直流侧电压U_cdc和输入电流i_ca、i_cb、i_cc，U_cdc与直流侧电压给定值U_cdc ^*比较，两者的误差经PI调节器调节，获得电流正序分量的幅值I_c ⁺，电流正序分量的幅值I_c ⁺分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘，得到三相正序电流的瞬时值；

11）将指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*与正序电流瞬时值叠加，然后与静止同步补偿器实际输入电流瞬时值i_ca、i_cb、i_cc比较，误差值乘以比例系数K后，与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，叠加值与直流侧电压U_cdc相除，得到调制信号u_ca、u_cb、u_cc，最后将调制信号u_ca、u_cb、u_cc与三角载波比较，调制得到静止同步补偿器的PWM信号S_c1、S_c2、S_c3、S_c4、S_c5、S_c6。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明既可抑制PWM整流器直流侧电压二倍频波动，又可维持网侧电流三相平衡，达到同时改善直流侧和交流侧电能质量的目的。通过两种方式获取静止同步补偿器的指令电流，可靠性更高。

附图说明

图1为本发明一实施例结构示框图；

图2为本发明一实施例PWM整流器在三相电网电压不平衡情况下的控制框图；

图3为本发明一实施例静止同步补偿器控制框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例的联合运行***包括若干台PWM整流器和一台静止同步补偿器，其特征在于，所述PWM整流器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载和控制器，所述三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载依次连接，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入三相电网；所述静止同步补偿器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容和控制器，所述三相桥式逆变电路与所述直流侧电容连接，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入所述三相电网，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断；所述PWM整流器的控制器、所述静止同步补偿器的控制器均接入上位机监控平台。

所述控制器为DSP。

所述上位机监控平台包括工控机，所述工控机通过以太网与所述控制器通讯，实时监测***运行状态，并对故障做出响应。

三相电网电压不平衡时，三相电网电压u_sa,u_sb,u_sc分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sa}}={U_s}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})+{U_s}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{-})\\ u_{\mathrm{sb}}={U_s}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+}-2\mathrm{\π}/3)+{U_s}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{-}+2\mathrm{\π}/3)\\ u_{\mathrm{sc}}={U_s}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+}+2\mathrm{\π}/3)+{U_s}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{-}-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，U_s ⁺、θ⁺分别为三相电网电压正序分量的幅值和初相角，U_s ^-、θ^-分别为三相电网电压负序分量的幅值和初相角。令第j台PWM整流器输入电流i_aj,i_bj,i_cj分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aj}}={I_j}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+})+{I_j}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{{\mathrm{\δ}}_j}^{-})\\ i_{\mathrm{bj}}={I_j}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+}-2\mathrm{\π}/3)+{I_j}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{{\mathrm{\δ}}_j}^{-}+2\mathrm{\π}/3)\\ i_{\mathrm{cj}}={I_j}^{+}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}^{+}+2\mathrm{\π}/3)+{I_j}^{-}\sin (\mathrm{\ωt}+{{\mathrm{\δ}}_j}^{-}-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，I_j ⁺、θ⁺为PWM电流正序分量的幅值，θ⁺为PWM整流器输入电流正序分量的初相角，控制器可保证PWM整流器输入电流正序分量与三相电网电压正序分量同相位；I_j ^-、θ_j ^-分别为PWM整流器输入电流负序分量的幅值和初相角。

PWM整流器的输入功率p_j为：

其中等式右边第一项是正序电压和正序电流作用产生的功率，第二项是负序电压和负序电流作用产生的功率，第三项是正序电压与负序电流作用产生的功率，第四项是负序电压与正序电流作用产生的功率。前两项功率为常数，后两项功率随时间呈二倍频波动。忽略连接电抗器上的功率波动及开关器件的损耗，PWM整流器的输入功率p_j即为直流侧电容的输入功率，输入功率p_j二倍频波动的存在将导致直流侧电压波动。为抑制直流侧电压波动，须将输入功率p_j表达式中的第三项和第四项抵消，则：

$\left\{\begin{array}{c}{I_j}^{-}=\frac{{I_j}^{+}{U_s}^{-}}{{U_s}^{+}}\\ {{\mathrm{\δ}}_j}^{-}={\mathrm{\θ}}^{-}+\mathrm{\π}\end{array}\right.---\left(4\right)$

即整流器输入电流负序分量相位与三相电网电压负序分量相反，幅值与正序电流和负序电压的乘积成正比，与正序电压的幅值成反比。

由以上分析可知，控制PWM整流器输入一定量的负序电流，可以抑制三相电网电压不平衡导致的直流侧电压二倍频波动。但多台PWM整流器产生的电能质量问题不容忽略，大量的负序电流流入三相电网，将增加配电网损耗，威胁配电网其他设备的正常运行。本发明所提静止同步补偿器提供与PWM整流器相反的负序电流，以维持网侧电流i_sa,i_sb,i_sc三相平衡。静止同步补偿器输入负序电流的幅值I_c ^-和初相角δ_c ^-为：

$\left\{\begin{array}{c}{I_c}^{-}=\mathrm{\Σ}{I_j}^{-}=\frac{{U_s}^{-}}{{U_s}^{+}}\mathrm{\Σ}{I_j}^{+}\\ {{\mathrm{\δ}}_c}^{-}={\mathrm{\θ}}^{-}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，ΣI_j ^-为多台PWM整流器输入负序电流的幅值之和，ΣI_j ⁺为多台PWM整流器输入正序电流的幅值之和。

图2为本发明PWM整流器在三相电网电压不平衡情况下的控制框图。

检测获得三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，经变换矩阵C_abc/dq ⁺、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波正序有功分量U_d ⁺和基波正序无功分量U_q ⁺，并根据U_d ⁺和U_q ⁺获得基波正序电压的幅值U_S ⁺和初相角_θ ⁺：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{+}=\sqrt{{\left({U_d}^{+}\right)}^2+{\left({U_q}^{+}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{+}=\arctan \frac{{U_q}^{+}}{{U_d}^{+}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中：变换矩阵C_abc/dq ⁺的表达式为：

$C_{{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}^{+}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(7\right)$

三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量U_d ^-和基波负序无功分量U_q ^-，并根据U_d ^-和U_q ^-获得基波正序电压的幅值U_S ^-和初相角θ^-：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{-}=\sqrt{{\left({U_d}^{-}\right)}^2+{\left({U_q}^{-}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{-}=\arctan \frac{{U_q}^{-}}{{U_d}^{-}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中变换矩阵C_abc/dq ^-所需的相位信息ωt由A相电网电压u_sa经锁相环获得：

$C_{{\mathrm{abc}/\mathrm{dq}}^{-}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \mathrm{\ωt}& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(9\right)$

检测获得第j台PWM整流器的直流侧电压U_jdc和输入电流i_ja、i_jb、i_jc。U_jdc与直流侧电压给定值U_jdc ^*比较，误差经PI调节器获得电流正序分量的幅值I_j ⁺，再代入式（4），可得到电流负序分量的幅值I_j ^-。正序分量的幅值I_j ⁺分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘,得到三相正序电流的瞬时值；负序分量的幅值I_j ^-分别与正弦信号sin（ωt+θ^-+π）、sin（ωt+θ^--π/3）、sin（ωt+θ^-+π/3）相乘,得到三相负序电流的瞬时值。正序电流瞬时值与负序电流瞬时值叠加，与PWM整流器实际输入电流瞬时值i_ja、i_jb、i_jc比较，误差经比例环节K，与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，再与直流侧电压U_jdc相除，得到调制信号u_ja、u_jb、u_jc。最后与三角载波比较，调制得到PWM信号S_j1、S_j2、S_j3、S_j4、S_j5、S_j6；其中K可取L/T_s，其中L为连接电抗器的电感值，T_s为DSP控制周期。

以上控制算法可在DSP中实现。DSP还将PWM整流器的运行状态及负序分量的幅值I_j ^-上传至上位机监控平台。

图3为本发明静止同步补偿器控制框图。

检测获得三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，经变换矩阵C_abc/dq ⁺、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波正序有功分量U_d ⁺和基波正序无功分量U_q ⁺，由式(6)获得基波正序电压的初相角θ⁺。三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波正序有功分量U_d ^-和基波正序无功分量U_q ^-，由式(8)获得基波正序电压的初相角θ^-。其中变换矩阵所需的相位信息ωt由A相电网电压u_sa经锁相环获得。

检测获得负荷侧电流i_la、i_lb、i_lc，经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量I_ld ^-和基波负序无功分量I_lq ^-，再经变换矩阵C_dq ^- _/abc得到负荷侧电流负序分量瞬时值i_la ^-、i_lb ^-、i_lc ^-，取反，得到静止同步补偿器指令电流i_ca1 ^*、i_cb1 ^*、i_cc1 ^*，其中变换矩阵所需的相位信息ωt由A相电网电压u_sa经锁相环获得：

$C_{{\mathrm{dq}}^{-}/\mathrm{abc}}=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\\ \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(10\right)$

PWM整流器输入电流负序分量的幅值I_j ^-经上位机求和后，得到ΣI_j ^-，通过通信方式由上位机监控平台发送至静止同步补偿器，再分别与正弦信号sin（ωt+θ^-）、sin（ωt+θ^-+2π/3）、sin（ωt+θ^--2π/3）相乘,得到指令电流i_ca2 ^*、i_cb2 ^*、i_cc2 ^*。

两部分指令电流经加权后，得到最终的指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i_{\mathrm{ca}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{ca}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{ca}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cb}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cb}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cb}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cc}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cc}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cc}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\end{array}\right.--\left(11\right)$

其中，η₁、η₂为两种指令电流获取方式的权值，η₁、η₂可取值为1。

检测获得静止同步补偿器的直流侧电压U_cdc和输入电流i_ca、i_cb、i_cc。U_cdc与直流侧电压给定值U_cdc ^*比较，误差经PI调节器获得电流正序分量的幅值I_c ⁺，再分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘,得到三相正序电流的瞬时值。指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*与正序电流瞬时值叠加，与静止同步补偿器实际输入电流瞬时值i_ca、i_cb、i_cc比较，误差经比例环节K，与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，再与直流侧电压U_cdc相除，得到调制信号u_ca、u_cb、u_cc。最后与三角载波比较，调制得到PWM信号S_c1、S_c2、S_c3、S_c4、S_c5、S_c6。

以上控制算法可在DSP中实现。

Claims (3)

1.一种PWM整流器与静止无功补偿器联合运行***在三相电网电压不平衡情况下的控制方法，所述***包括若干台PWM整流器和一台静止同步补偿器，其特征在于，所述PWM整流器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载和控制器，所述三相桥式逆变电路、直流侧电容、直流侧负载依次连接，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入三相电网；所述静止同步补偿器包括三相桥式逆变电路、直流侧电容和控制器，所述三相桥式逆变电路与所述直流侧电容连接，所述三相桥式逆变电路通过连接电抗接入所述三相电网，所述控制器控制所述三相桥式逆变电路中开关管的通断；所述PWM整流器的控制器、所述静止同步补偿器的控制器均接入上位机监控平台；其特征在于，该方法为：

1）检测三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc，经变换矩阵C_abc/dq ⁺、低通滤波得到DQ旋转坐标系下三相电网电压的基波正序有功分量U_d ⁺和基波正序无功分量U_q ⁺，并根据U_d ⁺和U_q ⁺获得基波正序电压的幅值U_S ⁺和初相角θ⁺：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{+}=\sqrt{{\left({U_d}^{+}\right)}^2+{\left({U_q}^{+}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{+}=\arctan \frac{{U_q}^{+}}{{U_d}^{+}}\end{array}\right.,$

2）将三相电网电压u_sa、u_sb、u_sc经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量U_d ^-和基波负序无功分量U_q ^-，并根据U_d ^-和U_q ^-获得基波负序电压的幅值U_S ^-和初相角θ^-：

$\left\{\begin{array}{c}{U_s}^{-}=\sqrt{{\left({U_s}^{-}\right)}^2+{\left({U_q}^{-}\right)}^2}\\ {\mathrm{\θ}}^{-}=\arctan \frac{{U_q}^{-}}{{U_d}^{-}}\end{array}\right.,$

3）检测第j台PWM整流器的直流侧电压U_jdc和输入的三相电流i_ja、i_jb、i_jc；j表示若干台PWM整流器中的任一台；

4）将直流侧电压U_jdc与直流侧电压给定值U_jdc ^*比较，其误差经PI调节器调节，获得第j台PWM整流器电流正序分量的幅值I_j ⁺，将电流正序分量的幅值I_j ⁺代入第j台PWM整流器输入负序电流幅值I_j ^-表达式中，得到第j台PWM整流器电流负序分量的幅值I_j ^-；其中，

5）第j台PWM整流器电流正序分量的幅值I_j ⁺分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘，得到三相正序电流的瞬时值；第j台PWM整流器负序分量的幅值I_j ^-分别与正弦信号sin（ωt+θ^-+π）、sin（ωt+θ^--π/3）、sin（ωt+θ^-+π/3）相乘，得到三相负序电流的瞬时值；

6）将三相正序电流瞬时值与三相负序电流瞬时值叠加，然后将叠加值与PWM整流器实际输入电流瞬时值i_ja、i_jb、i_jc比较，两者的误差乘以比例系数K后，再与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，叠加后与直流侧电压U_jdc相除，得到调制信号u_ja、u_jb、u_jc，最后将调制信号u_ja、u_jb、u_jc与三角载波比较，调制得到第j台PWM整流器的PWM信号S_j1、S_j2、S_j3、S_j4、S_j5、S_j6；

7）检测与三相电网连接的负荷的电流i_la、i_lb、i_lc，经变换矩阵C_abc/dq ^-、低通滤波得到DQ旋转坐标系下的基波负序有功分量I_ld ^-和基波负序无功分量I_lq ^-，再经变换矩阵C_dq ^- _/abc得到负荷侧电流负序分量瞬时值i_la ^-、i_lb ^-、i_lc ^-，取反，得到静止同步补偿器指令电流i_ca1 ^*、i_cb1 ^*、i_cc1 ^*；

8）PWM整流器输入电流负序分量的幅值I_j ^-经上位机求和后，得到ΣI_j ^-，通过通信方式由上位机监控平台发送至静止同步补偿器，再分别与正弦信号sin（ωt+θ^-）、sin（ωt+θ^-+2π/3）、sin（ωt+θ^--2π/3）相乘，得到指令电流i_ca2 ^*、i_cb2 ^*、i_cc2 ^*；

9）静止同步补偿器指令电流i_ca1 ^*、i_cb1 ^*、i_cc1 ^*、PWM整流器指令电流i_ca2 ^*、i_cb2 ^*、i_cc2 ^*两部分指令电流经加权后，得到最终的指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*：

$\left\{\begin{array}{c}{i_{\mathrm{ca}}}^{*}=({{\mathrm{\η}}_1{i}_{\mathrm{cal}}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{ca}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cb}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cb}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cb}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\\ {i_{\mathrm{cc}}}^{*}=({\mathrm{\η}}_1{i_{\mathrm{cc}1}}^{*}+{\mathrm{\η}}_2{i_{\mathrm{cc}2}}^{*})/({\mathrm{\η}}_1+{\mathrm{\η}}_2)\end{array}\right.$

其中，η₁、η₂为两种指令电流获取方式的权值；

10）检测静止同步补偿器的直流侧电压U_cdc和输入电流i_ca、i_cb、i_cc，U_cdc与直流侧电压给定值U_cdc ^*比较，两者的误差经PI调节器调节，获得电流正序分量的幅值I_c ⁺，电流正序分量的幅值I_c ⁺分别与正弦信号sin（ωt+θ⁺）、sin（ωt+θ⁺-2π/3）、sin（ωt+θ⁺+2π/3）相乘，得到三相正序电流的瞬时值；

11）将指令电流i_ca ^*、i_cb ^*、i_cc ^*与正序电流瞬时值叠加，然后与静止同步补偿器实际输入电流瞬时值i_ca、i_cb、i_cc比较，误差值乘以比例系数K后，与三相电网电压的前馈量u_sa、u_sb、u_sc叠加，叠加值与直流侧电压U_cdc相除，得到调制信号u_ca、u_cb、u_cc，最后将调制信号u_ca、u_cb、u_cc与三角载波比较，调制得到静止同步补偿器的PWM信号S_c1、S_c2、S_c3、S_c4、S_c5、S_c6。

2.根据权利要求1所述的PWM整流器与静止无功补偿器联合运行***在三相电网电压不平衡情况下的控制方法，其特征在于，所述控制器为DSP。

3.根据权利要求1所述的PWM整流器与静止无功补偿器联合运行***在三相电网电压不平衡情况下的控制方法，其特征在于，所述上位机监控平台包括工控机，所述工控机通过以太网与所述控制器通讯。

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